第一章 TVS器件的特点、电特性和主要电参数
一、 TVS器件的特点
    瞬态（瞬变）电压抑制二级管简称TVS器件，在规定的反向应用条件下，当承受一个高能量的瞬时过压脉冲时，其工作阻抗能立即降至很
低的导通值，允许大电流通过，并将电压箝制到预定水平，从而有效地保护电子线路中的精密元器件免受损坏。TVS能承受的瞬时脉冲功
率可达上千瓦，其箝位响应时间仅为1ps（10-12S）。TVS允许的正向浪涌电流在TA＝250C，T＝10ms条件下，可达50～200A 。
双向TVS可在正反两个方向吸收瞬时大脉冲功率，并把电压箝制到预定水平，双向TVS适用于交流电路，单向TVS一般用于直流电路。
二、 TVS器件的电特性
1、单向TVS的V-I特性
    如图1-1所示，单向TVS的正向特性与普通稳压二极管相同，反向击穿拐点近似“直角”为硬击穿，为典型的PN结雪崩器件。从击穿点到
VC值所对应的曲线段表明，当有瞬时过压脉冲时，器件的电流急骤增加而反向电压则上升到箝位电压值，并保持在这一水平上。
2、双向TVS的V-I特性
    如图1-2所示，双向TVS的V-I特性曲线如同两只单向TVS“背靠背”组合，其正反两个方向都具有相同的雪崩击穿特性和箝位特性，正反两
面击穿电压的对称关系为：0.9≤V(BR)(正)/V（BR）(反)≤1.1，一旦加在它两端的干扰电压超过箝位电压VC就会立刻被抑制掉，双向TVS在交
流回路应用十分方便。
三、TVS器件的主要电参数
1、 击穿电压V(BR)
    器件在发生击穿的区域内，在规定的试验电流I(BR)下，测得器件两端的电压称为击穿电压，在此区域内，二极管成为低阻抗的通路。
2、 最大反向脉冲峰值电流IPP
    在反向工作时，在规定的脉冲条件下，器件允许通过的最大脉冲峰值电流。IPP与最大箝位电压VC(MAX)的乘积，就是瞬态脉冲功率的最大
值。
    使用时应正确选取TVS，使额定瞬态脉冲功率PPR大于被保护器件或线路可能出现的最大瞬态浪涌功率。
    当瞬时脉冲峰值电流出现时，TVS被击穿，并由击穿电压值上升至最大箝位电压值，随着脉冲电流呈指数下降，箝位电压亦下
降，恢复到原来状态。因此，TVS能抑制可能出现的脉冲功率的冲击，从而有效地保护电子线路。
峰值电流波形
A、正弦半波 B、矩形波
C 、标准波（指数波形） D、三角波
TVS峰值电流的试验波形采用标准波（指数波形），由TR/TP决定。
　 峰值电流上升时间TR:电流从0.1IPP开始达到0.9IPP的时间。
   半峰值电流时间TP：电流从零开始通过最大峰值后，下降到0.5IPP值的时间。
   下面列出典型试验波形的TR/TP值：
A、EMP波:10ns /1000ns
B、闪电波：8μs /20μs C、标准波：10μs /1000μs
3、 最大反向工作电压VRWM（或变位电压）
    器件反向工作时，在规定的IR下，器件两端的电压值称为最大反向工作电压VRWM。通常VRWM=（0.8~0.9）V(BR)。在这个电压下，器件的
功率消耗很小。使用时，应使VRWM不低于被保护器件或线路的正常工作电压。
4、 最大箝位电压VC(max )
    在脉冲峰值电流Ipp 作用下器件两端的最大电压值称为最大箝位电压。使用时，应使VC(max )不高于被保护器件的最大允许安全电压。最大箝位电压与击穿电压之比称为箝为系数。
即：箝位系数=VC(max )/V(BR)
    一般箝位系数为1.3左右。
5、 反向脉冲峰值功率PPR
    TVS的PPR取决于脉冲峰值电流IPP和最大箝位电压VC(max )，除此以外，还和脉冲波形、脉冲时间及环境温度有关。
当脉冲时间Tp 一定时，PPR=K1‧‧‧‧‧‧K2‧VC(max )‧Ipp
式中K1为功率系数，K2为功率的温度系数。
    典型的脉冲持续时间tp 为1MS，当施加到瞬态电压抑制二极管上的脉冲时间tp 比标准脉冲时间短时，其脉冲峰值功率将随tp 的缩短而增加。
    TVS的反向脉冲峰值功率PPR与经受浪涌的脉冲波形有关，用功率系数K1表示
      E=∫i(t)‧V(t)dt
式中：i(t)为脉冲电流波形，V(t) 为箝位电压波形。
    这个额定能量值在极短的时间内对TVS是不可重复施加的。但是，在实际的应用中，浪涌通常是重复地出现，在这种情况下，即使单个的脉冲能量比TVS器件可承受的脉冲能量要小得多，但若重复施加，这些单个的脉冲能量积累起来，在某些情况下，也会超过TVS器件可承受的脉冲能量。因此，电路设计必须在这点上认真考虑和选用TVS器件，使其在规定的间隔时间内，重复施加脉冲能量的累积不至超过TVS器
件的脉冲能量额定值。
6、 电容CPP
    TVS的电容由硅片的面积和偏置电压来决定，电容在零偏情况下，随偏置电压的增加，该电容值呈下降趋势。电容的大小会影响TVS器件的
响应时间。
7、 漏电流IR
    当最大反向工作电压施加到TVS上时，TVS管有一个漏电流IR，当TVS用于高阻抗电路时，这个漏电流是一个重要的参数。
第二章 TVS选用原则
    在选用TVS时，必须考虑电路的具体条件，一般应遵循以下原则：
一、 大箝位电压VC（MAX）不大于电路的最大允许安全电压。
二、 最大反向工作电压（变位电压）VRWM不低于电路的最大工作电压，一般可以选VRWM等于或略高于电路最大工作电压。
三、 额定的最大脉冲功率，必须大于电路中出现的最大瞬态浪涌功率。
    下面是TVS在电路应用中的典型例子：
TVS用于交流电路：见图2-1，这是一个双向TVS在交流电路中的应用，可以有效地抑制电网带来的过载脉冲，从而起到保护整流桥及负载中所有元器件的作用。TVS的箝位电压不大于电路的最大允许电压。图2-2所示，是用单向TVS并联于整流管旁侧，以保护整流管不被瞬时脉冲击穿，选用TVS必须是和整流管相匹配。图2-3所示电路中，单向TVS1和TVS2反接并联于电源变压器输出端或选用一个双向TVS，用以保护整流电路及负载中的元器件。TVS3保护整流以后的线路元件，如电源变压器输出端电压为36伏时一般TVS1和TVS2的工作电压VR应根据36× 来选择，其它参数依据电路中的具体条件而下。
    TVS用于直流电路，图2-4所示TVS并联于输出端，可有效地保护控制系统。TVS的反向工作电压应等于或略高于直流供电电压，其它参数根据电路的具体条件而定。图2-5所示为两个单向TVS连接在电源线路中，用以防止直流电源反接或电源通、断时产生的瞬时脉冲使集成电路损坏。当电路连接有感性负载，如电机、断电器线圈、螺线管时，会产生很高的瞬时脉冲电压，TVS可以保护晶体管及逻辑电路，从而省去了较复杂的电阻/电容保护网络。TVS起保护和电压限制的作用。
    直流电中选用举例：
    整机直流工作电压12V，最大允许安全电压25V（峰值），浪涌源的阻抗50MΩ，其干扰波形为方波，TP=1MS，最大峰值电流50A。
选择：1、先从工作电压12V选取最大反向工作电压VRWM为13V，则击穿电压
V（BR）= =15.3V；
2、从击穿电压值选取最大箝位电压VC（MAX）=1.30×V(BR)=19.89V，取
VC=20V；
3、再从箝位电压VC和最在峰值电流IP计算出方波脉冲功率：
PPR=VC×IP=20×50=1000W
4、计算折合为TP=1MS指数波的峰值功率，折合系数K1=1.4，
PPR=1000W÷1.4=715W
    从手册中可查到1N6147A其中PPR=1500W，变位电压VRWM=12.2V，击穿电压V（BR）=15.2V，最大箝位电压VC=22.3V，最大浪涌电流IP=67.3A。可满足上述设计要求，而且留有一倍的余量，不论方波还是指数波都适用。
    交流电路应用举例：
    直流线路采用单向瞬变电压抑制二极管，交流则必须采用双向瞬变电压抑制二极管。交流是电网电压，这里产生的瞬变电压是随机的，有
时还遇到雷击（雷电感应产生的瞬变电压）所以很难定量估算出瞬时脉冲功率PPR。但是对最大反向工作电压必须有正确的选取。一般原则
是交流电压乘1.4倍来选取TVS管的最大反向工作电压。直流电压则按1.1—1.2倍来选取TVS管的最在反向工作电压VRWM。
    给出了一个微机电源采用TVS作线路保护的原理图，由图可见：
1、 在进线的220V~处加TVS管抑制220V~交流电网中尖峰干扰。
2、 在变压器进线加上干扰滤波器，滤除小尖峰干扰。
3、 在变压输出端V~=20V处又加上TVS管，再一次抑制干扰。
4、 到了直流10V输出时还加上TVS管抑制干扰。
其中：双向TVS管D1的VRWM=220V~×1.4=308V左右
双向TVS管D2的VRWM=20V~×1.4=28V左右
单向TVS管D3的VRWM=10V~×1.2=12V左右
    经过如上四次抑制，变成所谓的“净化电源”，还可以加上其它措施，更有效地抑制干扰，防止干扰进入计算机的CPU及存贮器中，从而
提高微机系统的应用可靠性。
    从失效统计概率可知：微机系统产生100次故障，其中90次来自电源，10次是微机本身，可见电源的可靠性最重要，要提高整机可靠性，首
先应提高电源的可靠性。
第三章 TVS应用实例
    TVS在美国应用十分广泛，特别是在军事电子装备中非常重视，美国军标不但出牌了不少TVS器件的标准，同时在线路应用方面也有军标，如MIL-HDBK-978B《宇航用电子元器件手册》中第4.8节为“双极型瞬变电压抑制器”，文中列出不少TVS的应用实例。MIL-HDBK-338B《电子设备可靠性手册》中第7.4.4节为“瞬态和过应力保护”，文中也谈到了TVS的应用。
TVS在国内的应用，正处于推广应用的阶段，为了加深电路设计人员对TVS的认识，提高国产整机的可靠性，现将上述两个美国军标中译出的部分资料整理成文，推荐给广大电路设计人员参考使用。
一、 TVS在微机中的应用实例
    一个典型的微机系统，通过电源线、输入线、输出线进入的各种干扰或瞬变电压，可能使微机误动作出故障，特别是来自开关电
源，微机近旁的电动机的开与关、交流电源电压的浪涌和瞬变、静电放电等场合都可能使系统产生误动作，严重时还可能损坏器件。将瞬
变电压抑制二极管接到微机的电源线输入和输出线上，可防止瞬变电压进入“微机”总线，加强微机对外界干扰的抵抗能力，保证微机正
常工作，提高其应用可靠性。，使用TVS管的量是很多的。
二、 TVS管保护开关电源实例
    对开关电源设计师来讲，必须对影响开头电源的三种瞬变类型进行保护：
1、 由负载变化引起的瞬变电压（电感负载）；
2、 由电源线引入的瞬变电压；
3、 由开关电源内部发生的瞬变电压。
由于电源中需要保护的典型元器件有：
1、 高反压开关晶体管（VMOS管）
2、 高压整流器（高压流整流二极管）
3、 输出整流器（输出大电流整流二极管）
4、 内部控制电路（脉宽调制器等）
    典型开关电源中应用TVS的实例，由图可见共有八个TVS管，各自保护自已的对象，当然八个TVS管的特性也不同，从“击穿电压”、“最大脉冲峰值功率”、“脉冲峰值电流”到“箝位电压”等都有区别。美国HP公司某仪器使用的开关电源，从图中可以看到该电源中所有瞬变电压抑制二极管的数量及情况。
    国外应用TVS是非常普遍的，而且数量也是很多的，可见TVS对提高整机应用可靠性是至关重要的。
三、 TVS保护直流稳压电源实例
    一个直流稳压电源，并有扩大电流输出的晶体管，在其稳压输出端加上瞬变电压抑制二极管，可以保护使用该电源的仪器设备，同时还可以吸收电路中晶体管的集电极到发射极间的峰值电压，保护晶体管。建设在每个稳压源输出端增加一个TVS管，可大幅度提高整机应用可靠性。
四、 TVS保护晶体管实例
    各种瞬变电压能使晶体管EB结或CE结击穿而损坏，特别是晶体管集电极有电感性（线圈、变压器、电动机）负载时，会产生高压反电势，
往往使晶体管损坏。建设采用TVS管作为保护器。图3-5为TVS保护晶体管的四种实例。
五、 TVS保护集成电路实例
    由于集成电路集成度越来越高，其耐压越来越低，容易受到瞬变电压的冲击而损坏，必须采取保护措施。例如CMOS电路在其输入端及输
出端都有保护网路，为了更可靠起见，在各整机对外接口处还增加各种保护网络。图6中介绍了TTL及CMOS器件的有关保护措施。
六、 TVS保护可控硅实例
    可控硅可能误触发导致误动作，可控硅控制极电流不能太大，电压不能过高，必须采用各种保护措施。
七、 TVS保护继电器实例
    继电器有驱动线圈，当用大功率晶体管驱动时，应采取保护措施，如图5所示。有时也采用图8所示方法来抑制线圈中的高压反电势保护晶体管，哪个方案更好应根据实际情况决定。图中二极管允许的电源应比晶体管的工作电流大一倍左右，例如继电器线圈的最大电流IA，则二极管额定电流选2-3A左右，耐压则应大于电源电压的2倍左右，例如电源电压27V，则二极管耐压应为60V以上。
    继电器的触点往往用大电流去开关电动机等大电流电感负载，而电感在开关时有很高的反电势，而且有较大的能量，往往把触点烧坏或击穿产生电弧等，必须对触点采取保护，抑制电弧的产生，以保护继电器。但是这种电弧产生的浪涌电流很大，过去采用电容或者用电容串联电阻、二极管、二极管串联电阻等抑制方案，现在采用瞬变电压抑制二极管方案效果更好。
    美国军标举例说明TVS管的选取方法：
已知：TVS管的箝位电压VC，负载电感L和电阻RL
计算：由图3-10可见：最大峰值电流IP =
最大脉冲峰值功率PPR = IP × VC
脉冲时间TP = = =
瞬变电压抑制二极管的脉冲峰值功率与持续时间有一定关系见图3-11，否则会烧坏TVS管。
八、 TVS保护集成运放
    集成运放对外界电应力非常敏感，在使用运放的过程中，如果因操作失误或采取了不正常的工作条件，出现了过大的电压或电流，特别是浪涌和静电脉冲，就很容易使运放受损或换效。在运放差模输入端采取的过压损伤保护方法。积分电路中，如果电容充放电到高电位，然后切断电源电压，就会在输入端产生瞬态电压，交出现大的放电电流，导致运放受损。如果电容值较大（如大于0.1μF），这种效应将会十分显著。采用简单的保护电路，就能有效地防止差模电压过大，导致运放内部的电路失效。
九、 TVS抑制电磁脉冲干扰实例
    美国哈里期公司对电子元器件抗辐射的论文中，谈及核爆炸引发强大的电磁脉冲，这种电脉冲在导线中引起感应电压，如果感应电压超过器件的击穿电压，就可能使元器件击穿失效，特别长线传输时，更能感应而产生较高的电压。
    用瞬变电压抑制二极管并联在信号线及电源线上，可以吸收电磁脉冲引起的感应电压，保证系统的可靠性，避免辐射损坏元器件。
十、 用TVS防止感应雷电损坏微机系统实例
    广州深圳海关计算机中上瞬变电压抑制器，提高了应用可靠性，受到用户好评。
    南方打雷很多，雷电感应电压常常把计算机网中的部分计算机的集成电路击穿。每年有不少联网计算机因雷击而损坏，原因是分机与主机这间有200米以上的电缆，电缆中因雷电感应产生瞬态高压把计算机中的元器件击穿而损坏，产生较大的损失，在微机中加装很多瞬变电压抑制二级管后不再损坏。实践说明瞬变电压抑制二极管很实用，能提高整机应用可靠性，会产生较大的经济效益。
    还有很多应用，例如对VMOS大功率三极管，在栅极与源机之间中上瞬变电压抑制二极管，可以防止栅极击穿（见图3-13）提高VMOS功率
管的应用可靠性。

一、 TVS器件的特点
    瞬态（瞬变）电压抑制二级管简称TVS器件，在规定的反向应用条件下，当承受一个高能量的瞬时过压脉冲时，其工作阻抗能立即降至很低的导通值，允许大电流通过，并将电压箝制到预定水平，从而有效地保护电子线路中的精密元器件免受损坏。TVS能承受的瞬时脉冲功率可达上千瓦，其箝位响应时间仅为 1ps（10-12S）。TVS允许的正向浪涌电流在T ＝25℃，T＝10ms条件下，可达50～200A 。
    双向TVS可在正反两个方向吸收瞬时大脉冲功率，并把电压箝制到预定水平，双向TVS适用于交流电路，单向TVS一般用于直流电路。

二、TVS器件的电特性
1、单向TVS的V-I特性
   如图1-1所示，单向TVS的正向特性与普通稳压二极管相同，反向击穿拐点近似“直角”为硬击穿，为典型的PN结雪崩器件。从击穿点到Vc值所对应的曲线段表明，当有瞬时过压脉冲时，器件的电流急骤增加而反向电压则上升到箝位电压值，并保持在这一水平上。

2、双向TVS的V-I特性
   如图1-2所示，双向TVS的V-I特性曲线如同两只单向TVS“背靠背”组合，其正反两个方向都具有相同的雪崩击穿特性和箝位特性，正反两面击穿电压的对称关系为：0.9≤V(BR)(正) /V（BR）(反) ≤1.1，一旦加在它两端的干扰电压超过箝位电压Vc就会立刻被抑制掉，双向TVS在交流回路应用十分方便。

三、TVS器件的主要电参数
1、 击穿电压V_(BR)
器件在发生击穿的区域内，在规定的试验电流I_(BR) 下，测得器件两端的电压称为击穿电压，在此区域内，二极管成为低阻抗的通路。

2、 最大反向脉冲峰值电流I_PP
在反向工作时，在规定的脉冲条件下，器件允许通过的最大脉冲峰值电流。I_PP与最大箝位电压Vc_(MAX)的乘积，就是瞬态脉冲功率的最大值。
使用时应正确选取TVS，使额定瞬态脉冲功率P_PR大于被保护器件或线路可能出现的最大瞬态浪涌功率。

图1-3表明当瞬时脉冲峰值电流出现时，TVS被击穿，并由击穿电压值上升至最大箝位电压值，随着脉冲电流呈指数下降，箝位电压亦下降，恢复到原来状态。因此，TVS能抑制可能出现的脉冲功率的冲击，从而有效地保护电子线路。

峰值电流波形
A、正弦半波  
B、矩形波
C 、标准波（指数波形）
D、三角波
TVS峰值电流的试验波形采用标准波（指数波形），由T_R/T_P决定。  
　 峰值电流上升时间TR:电流从0.1I_PP开始达到0.9I_PP的时间。

半峰值电流时间T_P：电流从零开始通过最大峰值后，下降到0.5I_PP值的时间。 其波形如图1-4所示。

下面列出典型试验波形的T_R/T_P值：  
A、EMP波（图1-5）：10ns /1000ns     B、闪电波：8μs /20μs     C、标准波：10μs /1000μs



3、 最大反向工作电压V_RWM（或变位电压）
器件反向工作时，在规定的I_R下，器件两端的电压值称为最大反向工作电压V_RWM。通常V_RWM =（0.8~0.9）V _(BR) 。在这个电压下，器件的功率消耗很小。使用时，应使V_RWM 不低于被保护器件或线路的正常工作电压。

4、 最大箝位电压Vc_{(max )}
在脉冲峰值电流Ipp 作用下器件两端的最大电压值称为最大箝位电压。使用时，应使Vc_{(max )}不高于被保护器件的最大允许安全电压。最大箝位电压与击穿电压之比称为箝为系数。
即：箝位系数=Vc_{(max )}/V_(BR)
一般箝位系数为1.3左右。
最大箝位电压VC(max )的测试方法见4.4。

5、 反向脉冲峰值功率P_PR
    TVS的P_PR取决于脉冲峰值电流I_PP和最大箝位电压Vc_{(max )}，除此以外，还和脉冲波形、脉冲时间及环境温度有关。  
当脉冲时间Tp一定时，P_PR =K₁...·K₂ ·Vc_{(max )} ·Ipp
式中K₁为功率系数，K₂为功率的温度系数。  
典型的脉冲持续时间tp为1MS，当施加到瞬态电压抑制二极管上的脉冲时间tp 比标准脉冲时间短时，其脉冲峰值功率将随tp的缩短而增加。图1-8给出了PPR与tp 的关系曲线。TVS的反向脉冲峰值功率PPR与经受浪涌的脉冲波形有关，用功率系数K1表示，各种浪涌波形的K1值如表1所示。

E=∫i(t).V(t)dt  
式中：i(t)为脉冲电流波形，V(t)为箝位电压波形。  
这个额定能量值在极短的时间内对 TVS是不可重复施加的。但是，在实际的应用中，浪涌通常是重复地出现，在这种情况下，即使单个的脉冲能量比TVS器件可承受的脉冲能量要小得多，但若重复施加，这些单个的脉冲能量积累起来，在某些情况下，也会超过TVS器件可承受的脉冲能量。因此，电路设计必须在这点上认真考虑和选用TVS器件，使其在规定的间隔时间内，重复施加脉冲能量的累积不至超过TVS器件的脉冲能量额定值。

6、 电容C_PP
TVS的电容由硅片的面积和偏置电压来决定，电容在零偏情况下，随偏置电压的增加，该电容值呈下降趋势。电容的大小会影响TVS器件的响应时间。

7、 漏电流I_R
当最大反向工作电压施加到TVS上时，TVS管有一个漏电流I_R，当TVS用于高阻抗电路时，这个漏电流是一个重要的参数。

直插铝电解：负极附近有黑色的“-”标记，如果没有剪腿的话，长腿为正
贴片钽电解：有横杠的一头为正
二极管：    有圈的一头为负

小功率三极管                                 ____________________________
贴片(SOT-23):         直插(TO-92)美国标准   |    有源晶振          |
   C                        /^ ^/|             |   (以DIP14的引脚位置作参考) |
_[]_ (俯视图)      |^^ ^||(正视图)       |              ___                    |                                                                |___||                     |      |                |    NC 1 -|       |-14 VCC     |
[]-   -[]                     | | |                  |                |    |           
B    E                       | | |                 |    GND 7 -|___|-8   OUT   |
                            E B C              |_____________________|

不同逻辑电平的接口问题:

CMOS<-->TTL     电源电压相同的条件下可以兼容
3.3V--->5V      一般可以直接驱动(以datasheet为准!)
5V--->3.3V      74LVT245/74LVT16245
5V<-->3.3V      74LVC4245/74LVC16245
ECL-->TTL       MC10125
TTL-->ECL       MC10124

布线非常靠近的差分信号对相互之间也会互相紧密耦合，这种互相之间的耦合会减小EMI发射，差分信号线的主要缺点是增加了PCB的面积，本文介绍电路板设计过程中采用差分信号线布线的布线策略。

众所周知，信号具有沿信号线或者PCB线下面传输的特性，即便我们可能并不熟悉单端模式布线策略，单端这个术语将信号的这种传输特性与差模和共模种信号传输方式区别开来，后面这两种信号传输方式通常更为复杂。

差分和共模方式

差模信号透过一对信号线来传输。一个信号线上传输我们通常所理解的信号；另一个信号线上则传输一个等值而方向相反(至少在理论上是这样)的信号。差分和单端模式最初出现时差异不大，因为所有的信号都存在回路。

单端模式的信号通常经由一个零电压的电路(或者称为地)来返回。差分信号中的每一个信号都要透过地电路来返回。由於每一个信号对实际上是等值而反向的，所以返回电路就简单地互相抵消了，因此在零电压或者是地电路上就不会出现差分信号返回的成份。

共模方式是指信号出现在一个(差分)信号线对的两个信号线上，或者是同时出现在单端信号线和地上。对这个概念的理解并不直观，因为很难想象如何产生这样的信号。这主要是因为通常我们并不产生共模信号的缘故。共模信号绝大多数都是根据假想情况在电路中产生或者由邻近的或外界的信号源耦合进来的噪音信号。共模信号几乎总是‘有害的’，许多设计规则就是专为预防共模信号出现而设计的。

差分信号线的布线

通常(当然也有一些例外)差分信号也是高速信号，所以高速设计规则通常也都适用於差分信号的布线，特别是设计传输线1这样的信号线时更是如此。这就意味著我们必须非常谨慎地设计信号线的布线，以确保信号线的特徵阻抗沿信号线各处连续并且保持一个常数。

在差分线对的布局布线过程中，我们希望差分线对中的两个PCB线完全一致。这就意味著，在实际应用中应该尽最大的努力来确保差分线对中的 PCB线具有完全一样的阻抗并且布线的长度也完全一致。差分PCB线通常总是成对布线，而且它们之间的距离沿线对的方向在任意位置都保持为一个常数不变。通常情况下，差分线对的布局布线总是尽可能地靠近。

差分信号的优势

单端信号通常总是参照某种‘参考’电平。这种‘参考’电平可能是一个正值电压也可能是地电压、一个元件的閾值电压、或者是其它什么地方的另外一个信号。而另一方面差分信号则总是参照该差分线对中的另一方。也就是说，如果一个信号线(+信号)上的电压高於另一个信号线(-信号)上的电压，那么我们就可以得到一种逻辑状态；而如果前者低於后者那么我们就可以得到另外的一种逻辑状态。

差分信号具有如下几个优点：

   1. 时序得到精确的定义，这是由於控制信号线对的交叉点要比控制信号相对於一个参考电平的绝对电压值来得简单。这也是需要精确实现差分线对等长布线的一个理由。如果信号不能同时到达差分线对的另一端的话，那么源端所能够提供的任何时序的控制都会大打折扣。此外，如果差分线对远端的信号并非严格意义上的等值而反向，那么就会出现共模噪音，而这将导致信号时序和EMI方面的问题。
   2. 由於差分信号并不参照它们自身以外的任何信号，并且可以更加严格地控制信号交叉点的时序，所以差分电路同常规的单端信号电路相比通常可以工作在更高的速度。

由於差分电路的工作取决於两个信号线(它们的信号等值而反向)上信号之间的差值，同周围的噪音相比，得到的信号就是任何一个单端信号的两倍大小。所以，在其它所有情况都一样的条件下，差分信号总是具有更高的信噪比因而提供更高的性能。

差分电路对於差分对上的信号电平之间的差异非常灵敏。但是相对於一些其它的参考(尤其是地)来说，它们对於差分线上的绝对电压值却不敏感。相对来说，差分电路对於类似地弹反射和其它可能存在於电源和地平面上的噪音信号等这样的问题是不敏感的，而对共模信号来说，它们则会完全一致地出现在每一条信号线上。

差分信号对EMI和信号之间的串扰耦合也具有一定的免疫能力。如果一对差分信号线对的布线非常紧凑，那么任何外部耦合的噪音都会相同程度地耦合到线对中的每一条信号线上。所以耦合的噪音就成为‘共模’噪音，而差分信号电路对这种信号具有非常完美的免疫能力。如果线对是绞合在一起的(比如双绞线)，那么信号线对耦合噪音的免疫能力会更强。由於不可能在PCB上很方便地实现差分信号的绞合，那么尽可能地将它们的布线靠近在一起就成为实际应用中一种非常好的办法。

布线非常靠近的差分信号对相互之间也会互相紧密耦合。这种互相之间的耦合会减小EMI发射，特别是同单端PCB信号线相比。可以这样想象，差分信号中每一条信号线对外的辐射是大小相等而方向相反，因此会相互抵消，就像信号在双绞线中的情况一样。差分信号在布线时靠得越近，相互之间的耦合也就越强，因而对外的EMI辐射也就越小。

差分电路的主要缺点就是增加了PCB线。所以，如果应用过程中不能发挥差分信号的优点的话，那么不值得增加PCB面积。但是如果设计出的电路性能方面有重大改进的话，那么增加的布线面积所付出的代价就是值得的。

优点：差分信号相比单端信号有一个显著的缺点：需要两根走线而不是一根，或者两倍的电路板面积。但是差分信号有几个优点：

• 如果没有通过地的返回信号，地回路的连续性相对就变得不重要了。因此，假如我们有一个模拟信号通过差分对连接到数字器件，就无需担心跨越电源边界，平面不连续等等问题。差分器件的电源分割也更容易处理²。
• 差分电路在低压信号的应用中是非常有益的。如果信号电平非常低，或者如果信噪比是个问题，那么差分信号可以有效地倍增信号电平（+v-(-v)=2v）。差分信号和差分放大器通常用于信号电平非常低的系统的输入级。
• 差分接收器往往对输入信号电平的差敏感，但是常常被设计为对输入的共模偏移不敏感。因此在强噪声环境中差分信号往往比单端信号有着更好的性能。
• 相比单端信号（以一个不太精确的受电路板其他位置的噪声的干扰的信号为参考）差分信号（彼此互为参考）的翻转时序可以更精确地设定。差分对的交叉点定义得非常精确（图1）。单端信号位于逻辑1 和逻辑0 之间的交叉点受制于（举例）噪声、噪声门限以及门限检测问题等等。
  
  图1：逻辑电平在差分信号交叉点的精确位置改变状态

重要假设：差分信号的一个重要方面常常被工程师或者设计人员忽略，甚至有时被误解。我们从两条广为人知的规则开始：（a）电流在一个闭合的环路内流动以及（b）电流在环路内处处相等。
    考虑差分对的“正”走线。电流沿走线流动并且必须在一个环路内流动，通常从地返回。另外一根走线中的负信号也必须在一个环路内流动，通常也从地返回。这很容易明白如果我们暂时想象一个差分对中的一根走线上的电流保持不变。另一根走线中的信号必须从某个地方返回，并且很清楚返回路径应该是单端信号的返回路径（地）。我们说差分对没有通过地的返回信号不是因为不能，而是因为返回信号的确存在并且大小相等且极性相反所以相互抵销了（和为零）。
    这一点非常重要。如果从一个信号（+i）返回的信号严格等于，且符号相反，另一个信号（-i），那么它们的和（+i-i）为零，没有电流从任何地方流过（特别是地）。现在假定信号并非严格相等且极性相反。设一个为+i₁ 另一个为-i₂。这里i₁ 和i₂ 的值近似但是不等。返回电流的和为(i₁-i₂)。因为不是零，这个增加的电流必须从某个地方返回，推测应该是地。
    你说什么？那么让我们假定发送电路发送一对差分信号，严格相等且极性相反。再假定他们在路径的终点仍然如此。但是如果路径长度不等会如何呢？如果（差分对中的）一条路径比另外一条长，那么信号在传输到接收器的阶段就不再是严格相等且极性相反了（图2）。如果信号在它们从一个状态到另一个状态的转变过程中不再是严格相等且相反，没有电流流经地就不再是正确的了。如果有流经地的电流存在，那么电源完整性就一定成为一个问题，并且可能EMI也会成为一个问题。

图2：(-)走线比图1 中短，在红色箭头所标示出的范围内差分信号是大小相等且极性相反不再正确。从而在这个时间片内将有流经电源系统的电流。

设计规则1：我们处理差分信号的第一个规则是：走线必须等长。
    有人激烈地反对这条规则。通常他们的争论的基础包括了信号时序。他们详尽地指出许多差分电路可以容忍差分信号两个部分相当的时序偏差而仍然能够可靠地进行翻转。根据使用的不同的逻辑门系列，可以容忍500 mil 的走线长度偏差。并且这些人们能够将这些情况用器件规范和信号时序图非常详尽地描绘出来。问题是，他们没有抓住要点！差分走线必须等长的原因与信号时序几乎没有任何关系。与之相关的仅仅是假定差分信号是大小相等且极性相反的以及如果这个假设不成立将会发生什么。将会发生的是：不受控的地电流开始流动，最好情况是良性的，最坏情况将导致严重的共模EMI问题。
    因此，如果你依赖这样的假定，即：差分信号是大小相等且极性相反，并且因此没有通过地的电流，那么这个假定的一个必要推论就是差分信号对的长度必须相等。

差分信号与环路面积：如果我们的差分电路处理的信号有着较慢的上升时间，高速设计规则不是问题。但是，假设我们正在处理的信号有着有较快的上升时间，什么样的额外的问题开始在差分线上发生呢？
    考虑一个设计，一对差分线从驱动器到接收器，跨越一个平面。同时假设走线长度完全相等，信号严格大小相等且极性相反。因此，没有通过地的返回电流。但是，尽管如此，平面层上存在一个感应电流！
    任何高速信号都能够（并且一定会）在相邻电路（或者平面）产生一个耦合信号。这种机制与串扰的机制完全相同。这是由电磁耦合，互感耦合与互容耦合的综合效果，引起的。因此，如同单端信号的返回电流倾向于在直接位于走线下方的平面上传播，差分线也会在其下方的平面上产生一个感应电流。但这不是返回电流。所有的返回电流已经抵消了。因此，这纯粹是平面上的耦合噪声。问题是，如果电流必须在一个环路中流动，剩下来的电流到哪里去了呢？
    记住，我们有两根走线，其信号大小相等极性相反。其中一根走线在平面一个方向上耦合了一个信号，另一根在平面另一个方向上耦合了一个信号。平面上这两个耦合电流大小相等（假设其它方面设计得很好）。因此电流完全在差分走线下方的一个环路中流动（图3）。它们看上去就像是涡流。耦合电流在其中流动的环路由（a）差分线自身和（b）走线在每个端点之间的间隔来定义。

图3：即使差分信号严格大小相等且极性相反，因而没有流经电源系统的返回电流，仍然在走线下方的平面中存在在一个环路中流动的感应电流。

设计规则2：现在EMI 与环路面积已是广为人知了³。因此如果我们想控制EMI，就需要将环路面积最小化。并且做到这一点的方法引出了我们的第二条设计规则：将差分线彼此靠近布线。有人反对这条规则，事实上这条规则在上升时间较慢并且EMI 不是问题时并不是必须的。但是在高速环境中，差分线彼此靠得越近布线，走线下方所感应的电流的环路就越小，EMI 也可以得到更好的控制。
    值得一提的是一些工程师要求设计人员去掉差分线下方的平面。原因之一是减小或消除走线下方的感应电流环路。另外一个原因是防止平面上已有的噪声耦合到（推测如此）走线上的低压信号⁴。
    还有一个将差分线彼此靠近布线的理由。差分接收器设计为对输入信号的差敏感而对输入的共模偏移不敏感。也就是说即使（+）输入相对（-）输入仅有轻微的偏移，接收器也会检测到。但是如果（+）和（-）输入一起偏移（在同样的方向），相对而言接收器对这种偏移不敏感。因此如果任何外部噪声（比如EMI 或串扰）等同地耦合到差分线中，接收器将对此种（共模耦合）噪声不敏感。差分线布得越彼此靠近，任何偶合噪声在每根走线上就越相近。因此电路的噪声抑制就越好。

规则2推论：再次假定高速环境中，如果差分线彼此紧挨着布线（为了使其下方的环路面积最小化）那么走线将彼此耦合。如果走线足够长以至于端接成为一个问题，这种耦合就会影响到确切的端接阻抗⁵的计算。原因是：
    考虑一个差分线对，线1 和线2。假使它们分别携带信号V₁ 和V₂。因为它们是差分线，V₂=V₁。V₁ 在线1 引起一个电流I₁ 而V₂在线2 引起一个电流I₂。电流必然是从欧姆定律导出，I=V/Z₀，这里Z₀ 是走线的特征阻抗。现在线1（举例）携带的电流事实上由i₁ 和k*i₂ 组成，这里k 是线1 与线2 间的耦合比例。这表明这种耦合的最终效果是线1 上的一个明显的阻抗，这个阻抗等于
Z=Z₀-Z₁₂
     这里Z₁₂ 由线1 与线2 间的互耦⁶引起。如果线1 和线2 分得很开，它们之间的耦合就很小，确切的端接阻抗就只是Z₀，单端走线的特征阻抗。但是如果走线靠的更近，它们之间的耦合就会增加，这样走线的阻抗与这种耦合成比例地减小。这就是说确切的走线端接（为了防止反射）为Z₀-Z₁₂，或者某个小于Z₀ 的值。这对差分对的两根走线都适用。因为没有流经地的电流（大概这是个假设）那么端接电阻被连接在线1 和线2 之间，且确切的端接阻抗算得是2(Z₀-Z₁₂)。这个值经常被叫做“差分阻抗”⁷。

设计规则3：差分阻抗因互耦而变，而互耦因线距而变。因此在任何情况下，走线阻抗，也就是互耦，在全线为常数是很重要的。这就得到了我们的第三个规则：（差分对的）线距必须在全线为常数。
    注意对差分阻抗的影响只是规则2 的推论。差分阻抗根本不是与生俱来的。我们要把差分线彼此靠近布线与EMI 和噪声免疫有关。它对“长”线确切端接以及线距一致性的影响的事实只不过是为了EMI 控制而将走线彼此靠近布线的一个推论⁸。

结论：差分信号有几个优点，它们中的三个是（a）与电源系统有效隔离，（b）对噪声免疫，和（c）增强信噪比。与电源系统（特别是系统地）隔离依赖于差分线上的信号真正地大小相等且极性相反。这个假定也许不成立，如果差分对中单个线长不完全匹配。对噪声的免疫经常依赖于走线的紧耦合。这将依次影响到为防止反射而对走线进行正确的端接的值，以及如果走线必须紧耦合，通常也是需要的，它们的间距必须全线为常数。

1.差分信号线的原理和优缺点
    差分信号（Differential Signal）在高速电路设计中的应用越来越广泛，电路中最关键的信号往往都要采用差分结构设计，什么另它这么倍受青睐呢？在PCB 设计中又如何能保证其良好的性能呢？带着这两个问题，我们进行下一部分的讨论。 何为差分信号？通俗地说，就是驱动端发送两个等值、反相的信号，接收端通过比较这两个电压的差值来判断逻辑状态“0”还是“1”。而承载差分信号的那一对走线就称为差分走线。

    差分信号和普通的单端信号走线相比，最明显的优势体现在以下三个方面：
a.抗干扰能力强，因为两根差分走线之间的耦合很好，当外界存在噪声干扰时，几乎是同时被耦合到两条线上，而接收端关心的只是两信号的差值，所以外界的共模噪声可以被完全抵消。
b.能有效抑制EMI，同样的道理，由于两根信号的极性相反，他们对外辐射的电磁场可以相互抵消，如图在A-A‘的电流是从右到左，那B-B‘的是从左到右，那么按右手螺旋定则，那他们的磁力线是互相抵消的。耦合的越紧密，互相抵消的磁力线就越多。泄放到外界的电磁能量越少。
c.时序定位精确，由于差分信号的开关变化是位于两个信号的交点，而不像普通单端信号依靠高低两个阈值电压判断，因而受工艺，温度的影响小，能降低时序上的误差，同时也更适合于低幅度信号的电路。目前流行的LVDS（low voltage differential signaling）就是指这种小振幅差分信号技术。

2.差分信号的一个实例：LVDS
    LVDS（Low Voltage Differential Signaling)是一种低摆幅的电流型差分信号技术，它使得信号能在差分PCB线对或平衡电缆上以几百Mbps的速率传输，其低压幅和低电流驱动输出实现了低噪声和低功耗。LVDS驱动器由一个驱动差分线对的电流源组成‧通常电流为3.5mA)，LVDS接收器具有很高的输入阻抗，因此驱动器输出的电流大部分都流过100Ω‧的匹配电阻，并在接收器的输入端产生大约350mA 的电压。当驱动器翻转时，它改变流经电阻的电流方向，因此产生有效的逻辑″1″和逻辑″0″状态。低摆幅驱动信号实现了高速操作并减小了功率消耗，差分信号提供了适当噪声边缘和功率消耗大幅减少的低压摆幅。功率的大幅降低允许在单个集成电路上集成多个接口驱动器和接收器。这提高了PCB板的效能，减少了成本。

    不管使用的LVDS传输媒质是PCB线对还是电缆，都必须采取措施防止信号在媒质终端发生反射，同时减少电磁干扰。LVDS要求使用一个与媒质相匹配的终端电阻（100±20Ω），该电阻终止了环流信号，应该将它尽可能靠近接收器输入端放置。LVDS驱动器能以超过155.5Mbps的速度驱动双绞线对，距离超过１０ｍ。对速度的实际限制是：
①送到驱动器的TTL数据的速度；
②媒质的带宽性能。
    通常在驱动器侧使用复用器、在接收器侧使用解复用器来实现多个TTL信道和一个LVDS信道的复用转换，以提高信号速率，降低功耗。并减少传输媒质和接口数，降低设备复杂性。
    LVDS接收器可以承受至少±1V的驱动器与接收器之间的地的电压变化。由于LVDS驱动器典型的偏置电压为+1.2V，地的电压变化、驱动器偏置电压以及轻度耦合到的噪声之和，在接收器的输入端相对于接收器的地是共模电压。这个共模范围是：+0.2V～+2.2V。建议接收器的输入电压范围为：0V～+2.4V。

3.差分信号的布线要求：
    对于PCB 工程师来说，最关注的还是如何确保在实际走线中能完全发挥差分走线的这些优势。也许只要是接触过Layout 的人都会了解差分走线的一般要求，即差分对的布线有两点要注意，一是两条线的长度要尽量一样长，等长是为了保证两个差分信号时刻保持相反极性，减少共模分量。另一是两线的间距(此间距由差分阻抗决定)要一直保持不变，也就是要保持平行。平行的方式有两种，一为两条线走在同一走线层(side-by-side)，一为两条线走在上下相邻两层(over-under)。一般以前者side-by-side 实现的方式较多。
    等距则主要是为了保证两者差分阻抗一致，减少反射。对差分对的布线方式应该要适当的靠近且平行。所谓适当的靠近是因为这间距会影响到差分阻抗(differential impedance)的值, 此值是设计差分对的重要参数。需要平行也是因为要保持差分阻抗的一致性。若两线忽远忽近, 差分阻抗就会不一致, 就会影响信号完整性(signal integrity)及时间延迟(timing delay)。
    下面是差分传输线模型

    为便于分析，差分线对常常根据它的奇模和偶模阻抗和延迟来描述，而这些与其差模和共模对应的部分是密切相关的，因此可以用方程1 来计算。

    这儿Ctot = Cself + Cm 。Cself 是一条线与地之间的电容，而Cm 是两条线之间的电容。Lself 和Lm 分别是一条线的自电感，和两条线之间的互电感。
    差分阻抗被定义为在两条差分驱动的导线之间所测得的阻抗。（所谓差分驱动就是指当两个完全一样，但极性相反的信号）。差分阻抗是对着奇模阻抗而言的，所谓奇模阻抗是指当两条导线被差分驱动[3]时，在差分线对中一条传输导线的阻抗。偶模阻抗是指当两条导线都被一个单一的对地共模信号驱动时，在差分线对中两条导线的阻抗。
   利用方程1，可以推得：
差分阻抗

共模阻抗

    但所有这些规则都不是用来生搬硬套的，不少工程师似乎还不了解高速差分信号传输的本质。下面重点讨论一下PCB 差分信号设计中几个常见的误区。
误区一：认为差分信号不需要地平面作为回流路径，或者认为差分走线彼此为对方提供回流途径。造成这种误区的原因是被表面现象迷惑，或者对高速信号传输的机理认识还不够深入。虽然差分电路对于类似地弹以及其它可能存在于电源和地平面上的噪音信号是不敏感的。地平面的部分回流抵消并不代表差分电路就不以参考平面作为信号返回路径，其实在信号回流分析上，差分走线和普通的单端走线的机理是一致的，即高频信号总是沿着电感最小的回路进行回流，最大的区别在于差分线除了有对地的耦合之外，还存在相互之间的耦合，哪一种耦合强，那一种就成为主要的回流通路。
    在PCB 电路设计中，一般差分走线之间的耦合较小，往往只占10~20%的耦合度，更多的还是对地的耦合，所以差分走线的主要回流路径还是存在于地平面。当地平面发生不连续的时候，无参考平面的区域，差分走线之间的耦合才会提供主要的回流通路。尽管参考平面的不连续对差分走线的影响没有对普通的单端走线来的严重，但还是会降低差分信号的质量，增加EMI，要尽量避免。也有些设计人员认为，可以去掉差分走线下方的参考平面，以抑制差分传输中的部分共模信号，但从理论上看这种做法是不可取的，阻抗如何控制？不给共模信号提供地阻抗回路，势必会造成EMI 辐射，这种做法弊大于利。
    所以要保持PCB地线层返回路径宽而短。尽量不要跨岛（跨过相邻电源或地层的分隔区域。）比如主板设计中的USB和SATA及PCI-EXPRESS等最好不要有跨岛的做法。保证这些信号的下面是个完整地平面或电源平面。

误区二：认为保持等间距比匹配线长更重要。在实际的PCB 布线中，往往不能同时满足差分设计的要求。由于管脚分布，过孔，以及走线空间等因素存在，必须通过适当的绕线才能达到线长匹配的目的，但带来的结果必然是差分对的部分区域无法平行，其实间距不等造成的影响是微乎其微的，相比较而言，线长不匹配对时序的影响要大得多。再从理论分析来看，间距不一致虽然会导致差分阻抗发生变化，但因为差分对之间的耦合本身就不显著，所以阻抗变化范围也是很小的，通常在10%以内，只相当于一个过孔造成的反射，这对信号传输不会造成明显的影响。而线长一旦不匹配，除了时序上会发生偏移，还给差分信号中引入了共模的成分，降低信号的质量，增加了EMI。
    可以这么说，PCB 差分走线的设计中最重要的规则就是匹配线长，其它的规则都可以根据设计要求和实际应用进行灵活处理。同时为了弥补阻抗的匹配可以采用接收端差分线对之间加一匹配电阻。 其值应等于差分阻抗的值。这样信号品质会好些。
所以建议如下两点：
（A）使用终端电阻实现对差分传输线的最大匹配，阻值一般在90～130Ω之间，系统也需要此终端电阻来产生正常工作的差分电压；
（B）最好使用精度１～2%的表面贴电阻跨接在差分线上，必要时也可使用两个阻值各为50Ω的电阻，并在中间通过一个电容接地，以滤去共模噪声。
    通常对于差分信号的CLOCK等要求等长的匹配要求是+/-10mils之内。

误区三：认为差分走线一定要靠的很近。让差分走线靠近无非是为了增强他们的耦合，既可以提高对噪声的免疫力，还能充分利用磁场的相反极性来抵消对外界的电磁干扰。虽说这种做法在大多数情况下是非常有利的，但不是绝对的，如果能保证让它们得到充分的屏蔽，不受外界干扰，那么我们也就不需要再让通过彼此的强耦合达到抗干扰和抑制EMI 的目的了。如何才能保证差分走线具有良好的隔离和屏蔽呢？增大与其它信号走线的间距是最基本的途径之一，电磁场能量是随着距离呈平方关系递减的，一般线间距超过4 倍线宽时，它们之间的干扰就极其微弱了，基本可以忽略。此外，通过地平面的隔离也可以起到很好的屏蔽作用，这种结构在高频的（10G 以上）IC 封装PCB 设计中经常会用采用，被称为CPW 结构，可以保证严格的差分阻抗控制（2Z0）。
    差分走线也可以走在不同的信号层中，但一般不建议这种走法，因为不同的层产生的诸如阻抗、过孔的差别会破坏差模传输的效果，引入共模噪声。此外，如果相邻两层耦合不够紧密的话，会降低差分走线抵抗噪声的能力，但如果能保持和周围走线适当的间距，串扰就不是个问题。在一般频率（GHz 以下），EMI也不会是很严重的问题，实验表明，相距500Mils 的差分走线，在3 米之外的辐射能量衰减已经达到60dB，足以满足FCC 的电磁辐射标准，所以设计者根本不用过分担心差分线耦合不够而造成电磁不兼容问题。

4，眼图
    在差分信号的测试当中我们经常要遇到一个测试项目是眼图，也有很多设计初学者都或许听过眼图这个测试。但还是有很多不知道眼图到底是怎么来的。学会看眼图对于自己的测试和DEBUG是非常有用的。下面介绍下眼图。
    在每一个时钟周期内都会有信号在传输。但是如果是一个很长的位流（bits）,那么很难确定这个信号是否符合规范（specifications）。为了便于分析，那么所有的信号位都可以组成一个信号图形的话，那么就可以看这个把这些图形叠加起来看看是否符合规范。这就是眼图。
    如下图，假设所有的信号都是在时钟的上升沿触发。那么把所有数据信号的波形都按上升沿取出来并叠加在一起。每一个这样的波形就叫一个SYMPLE。如图所示的那样（图上只取出一个波形来，以便读者能看清楚），这样就形成了眼图的前半截。接着按下降沿取出并叠加在一起，那么就可以形成眼图的后半截。同时为高电平或低电平的信号波形组成眼图的上面和下面。这样就形成了一个标准的眼图（如下图）。然后所要做的是按信号规范在眼图里定义进去就可以了。
当然下图是把CLK也表示出来了，实际串行的差分信号是不能在信号线上测到CLOCK的。


    下面举个实例看下，从眼图上看，这信号质量是非常差的。那相对应它的SYMPLE也是可以看得到是很差的信号质量，上升沿和下降沿太缓，一致性太差，信号的HIGH LEVEL也不够，SKEW太大等。

5.差分信号的测量。
    输入连接一般来说，差分放大器或探头与信号源的互连是产生误差的最大来源。为了维持输入的匹配，两个通道应尽可能一样。两个输入端的任何接线的都应长度相同。如果使用探头，其型号与长度也应相同。在测量高共模电压的低频信号时，应避免使用带衰减的探头。在高增益时则完全不能使用这种探头，因为不可能精地平衡它们的衰减量。当高电压或高频率的应用需要衰减时，应使用为差分放大器专门设计的专用无源探头。这种探头具有能精密调整直流衰减和交流补偿的装置。为获得最佳的性能，每一个特定的放大器都应专用一套探头，而且要根据这套探头附带的程序针对该放大器进行校准。
    一种常用的方法是将+ 和- 输入缆线成对绞扭在一起。这样可减少拾取线路频率干扰和其他噪声的可能。如果要抓取眼图的话要跟仪器厂家获得咨询，以获得最新的软件和夹具。一般这套软件和夹具是要另外收费的。

参考文献：
Digital Signal Integrity-Modeling and Simulation with Interconnects and Package. Brian Young
PCB Layout 中的走线策略 阿鸣
LVDS技术原理和设计简介 张 健 吴晓冰

恒流源是电路中广泛使用的一个组件，这里我整理一下比较常见的恒流源的结构和特点。

恒流源分为流出(Current Source)和流入(Current Sink)两种形式。

最简单的恒流源，就是用一只恒流二极管。实际上，恒流二极管的应用是比较少的，除了因为恒流二极管的恒流特性并不是非常好之外，电流规格比较少，价格比较贵也是重要原因。

最常用的简易恒流源如 图(1) 所示，用两只同型三极管，利用三极管相对稳定的be电压作为基准，

电流数值为：I = Vbe/R1。

这种恒流源优点是简单易行，而且电流的数值可以自由控制，也没有使用特殊的元件，有利于降低产品的成本。缺点是不同型号的管子，其be电压不是一个固定值，即使是相同型号，也有一定的个体差异。同时不同的工作电流下，这个电压也会有一定的波动。因此不适合精密的恒流需求。

为了能够精确输出电流，通常使用一个运放作为反馈，同时使用场效应管避免三极管的be电流导致的误差。典型的运放恒流源如图(2)所示，如果电流不需要特别精确，其中的场效应管也可以用三极管代替。

电流计算公式为：

I = Vin/R1

这个电路可以认为是恒流源的标准电路，除了足够的精度和可调性之外，使用的元件也都是很普遍的，易于搭建和调试。只不过其中的Vin还需要用户额外提供。

从以上两个电路可以看出，恒流源有个定式（寒，“定式”好像是围棋术语XD），就是利用一个电压基准，在电阻上形成固定电流。有了这个定式，恒流源的搭建就可以扩展到所有可以提供这个“电压基准”的器件上。

最简单的电压基准，就是稳压二极管，利用稳压二极管和一只三极管，可以搭建一个更简易的恒流源。如图(3)所示：

电流计算公式为：I = (Vd-Vbe)/R1

TL431是另外一个常用的电压基准，利用TL431搭建的恒流源如图(4)所示，其中的三极管替换为场效应管可以得到更好的精度。TL431组成流出源的电路，暂时我还没想到:)

TL431的其他信息请参考《TL431的内部结构图》和《TL431的几种基本用法》

电流计算公式为：I = 2.5/R1

事实上，所有的三端稳压，都是很不错的电压源，而且三端稳压的精度已经很高，需要的维持电流也很小。利用三端稳压构成恒流源，也有非常好的性价比，如图(5)所示。

这种结构的恒流源，不适合太小的电流，因为这个时候，三端稳压自身的维持电流会导致较大的误差。

电流计算公式为：I = V/R1，其中V是三端稳压的稳压数值。

实际的电路中，有一些特殊的结构，也可以提供很好的恒流特性，最典型的就是一个很高的电压通过一个电阻在一个低压设备上形成电流，如图(6)，这个恒流源的精度，取决于高压的精确度和低压设备本身导致的电压波动。在一些开关电源电路中，这个结构用来给三极管提供偏置电流。

电流计算公式为： I = Vin/R1

值得一提的是，以上这些恒流源并不都适合安培以上级别的恒流应用，因为电阻上面太大的电流会导致发热严重。

图(2)可以通过使用更小的电阻来降低这个热量，不过在单电源供电模式下，多数运放都不能有效检测和输出接近地或者Vcc的电压，因此必须使用特殊的器件才能达到要求。有个简单的办法是通过一个稳压器件（稳压管，或者TL431等）偏置电阻上面的电压，使得这个电压进入运放的检测范围。

恒流源的实质是利用器件对电流进行反馈，动态调节设备的供电状态，从而使得电流趋于恒定。只要能够得到电流，就可以有效形成反馈，从而建立恒流源。

能够进行电流反馈的器件，还有电流互感器，或者利用霍尔元件对电流回路上某些器件的磁场进行反馈，也可以利用回路上的发光器件（例如光电耦合器，发光管等）进行反馈。这些方式都能够构成有效的恒流源，而且更适合大电流等特殊场合，不过因为这些实现形式的电路都比较复杂，这里就不一一介绍了。

发光二极管(LED)继在中小尺寸屏幕的便携产品背光等应用获大量采用后，随着它发光性能的进一步提升及成本的优化，近年来已迈入通用照明领域，如建筑物照明、街道照明、景观照明、标识牌、信号灯、以及住宅内的照明等，应用可谓方兴未艾。

另一方面，LED照明设计也给包括中国工程师在内的工程社群带来了挑战，这不仅因为LED照明的应用范围非常广泛，应用的功率等级、可以采用的驱动电源种类及电源拓扑结构等，也各不相同。工程师们迫切需要系统地学习及了解更多有关LED照明设计的基础知识。有鉴于此，安森美半导体的产品应用总监Bernie Weir先生近期专门撰写相关培训资料，为工程师们传授相关的设计基础知识，内容涉及LED驱动器的通用要求、电源拓扑结构、功率因数校正、电源转换能效和驱动器标准，以及可靠性和使用寿命等其它问题，方便他们更好地设计入门及提高，从而更好地服务于LED照明市场。限于篇幅，本文是该培训资料的摘要介绍。

一、LED驱动器通用要求
驱动LED面临着不少挑战，如正向电压会随着温度、电流的变化而变化，而不同个体、不同批次、不同供应商的LED正向电压也会有差异；另外，LED的“色点”也会随着电流及温度的变化而漂移。

另外，应用中通常会使用多颗LED，这就涉及到多颗LED的排列方式问题。各种排列方式中，首选驱动串联的单串LED，因为这种方式不论正向电压如何变化、输出电压(Vout)如何“漂移”，均提供极佳的电流匹配性能。当然，用户也可以采用并联、串联-并联组合及交叉连接等其它排列方式，用于需要“相互匹配的”LED正向电压的应用，并获得其它优势。如在交叉连接中，如果其中某个LED因故障开路，电路中仅有1个LED的驱动电流会加倍，从而尽量减少对整个电路的影响。

图1：常见的LED排列方式

LED的排列方式及LED光源的规范决定着基本的驱动器要求。LED驱动器的主要功能就是在一定的工作条件范围下限制流过LED的电流，而无论输入及输出电压如何变化。LED驱动器基本的工作电路示意图如图2所示，其中所谓的“隔离”表示交流线路电压与LED(即输入与输出)之间没有物理上的电气连接，最常用的是采用变压器来电气隔离，而“非隔离”则没有采用高频变压器来电气隔离。

图2：LED驱动器的基本工作电路示意图。

值得一提的是，在LED照明设计中，AC-DC电源转换与恒流驱动这两部分电路可以采用不同配置：1)整体式(integral)配置，即两者融合在一起，均位于照明灯具内，这种配置的优势包括优化能效及简化安装等；2)分布式(distributed)配置，即两者单独存在，这种配置简化安全考虑，并增加灵活性。

LED驱动器根据不同的应用要求，可以采用恒定电压(CV)输出工作，即输出为一定电流范围下钳位的电压；也可以采用恒定电流(CC)输出工作，输出的设计能严格限定电流；也可能会采用恒流恒压(CCCV)输出工作，即提供恒定输出功率，故作为负载的LED的正向电压确定其电流。

总的来看，LED照明设计需要考虑以下几方面的因素：
 输出功率：涉及LED正向电压范围、电流及LED排列方式等
 电源：AC-DC电源、DC-DC电源、直接采用AC电源驱动
 功能要求：调光要求、调光方式(模拟、数字或多级)、照明控制
 其他要求：能效、功率因数、尺寸、成本、故障处理(保护特性)、要遵从的标准及可靠性等
 更多考虑因素：机械连接、安装、维修/替换、寿命周期、物流等

二、LED驱动电源的拓扑结构
采用AC-DC电源的LED照明应用中，电源转换的构建模块包括二极管、开关(FET)、电感及电容及电阻等分立元件用于执行各自功能，而脉宽调制(PWM)稳压器用于控制电源转换。电路中通常加入了变压器的隔离型AC-DC电源转换包含反激、正激及半桥等拓扑结构，参见图3，其中反激拓扑结构是功率小于30 W的中低功率应用的标准选择，而半桥结构则最适合于提供更高能效/功率密度。就隔离结构中的变压器而言，其尺寸的大小与开关频率有关，且多数隔离型LED驱动器基本上采用“电子”变压器。

图3：常见的隔离型拓扑结构。

采用DC-DC电源的LED照明应用中，可以采用的LED驱动方式有电阻型、线性稳压器及开关稳压器等，基本的应用示意图参见图4。电阻型驱动方式中，调整与LED串联的电流检测电阻即可控制LED的正向电流，这种驱动方式易于设计、成本低，且没有电磁兼容(EMC)问题，劣势是依赖于电压、需要筛选(binning) LED，且能效较低。线性稳压器同样易于设计且没有EMC问题，还支持电流稳流及过流保护(fold back)，且提供外部电流设定点，不足在于功率耗散问题，及输入电压要始终高于正向电压，且能效不高。开关稳压器通过PWM控制模块不断控制开关(FET)的开和关，进而控制电流的流动。

图4：常见的DC-DC LED驱动方式。

开关稳压器具有更高的能效，与电压无关，且能控制亮度，不足则是成本相对较高，复杂度也更高，且存在电磁干扰(EMI)问题。LED DC-DC开关稳压器常见的拓扑结构包括降压(Buck)、升压(Boost)、降压-升压(Buck-Boost)或单端初级电感转换器(SEPIC)等不同类型。其中，所有工作条件下最低输入电压都大于LED串最大电压时采用降压结构，如采用24 Vdc驱动6颗串联的LED；与之相反，所有工作条件下最大输入电压都小于最低输出电压时采用升压结构，如采用12 Vdc驱动6颗串联的LED；而输入电压与输出电压范围有交迭时可以采用降压-升压或SEPIC结构，如采用12 Vdc或12 Vac驱动4颗串联的LED，但这种结构的成本及能效最不理想。

采用交流电源直接驱动LED的方式近年来也获得了一定的发展，其应用示意图参见图5。这种结构中，LED串以相反方向排列，工作在半周期，且LED在线路电压大于正向电压时才导通。这种结构具有其优势，如避免AC-DC转换所带来的功率损耗等。但是，这种结构中LED在低频开关，故人眼可能会察觉到闪烁现象。此外，在这种设计中还需要加入LED保护措施，使其免受线路浪涌或瞬态的影响。

图5：直接采用交流驱动LED的示意图。

三、功率因数校正
美国能源部(DOE)“能源之星”(ENERGYSTAR™)固态照明(SSL)规范中规定任何功率等级皆须强制提供功率因数校正(PFC)。这标准适用于一系列特定产品，如嵌灯、橱柜灯及台灯，其中，住宅应用的LED驱动器功率因数须大于0.7，而商业应用中则须大于0.9；但是，这标准属于自愿性标准。欧盟的IEC61000-3-2谐波含量标准中则规定了功率大于25 W的照明应用的总谐波失真性能，其最大限制相当于总谐波失真(THD)< 35%，而功率因数(PF)>0.94。虽然不是所有国家都绝对强制要求照明应用中改善功率因数，但某些应用可能有这方面的要求，如公用事业机构大力推动拥有高功率因数的产品在公用设施中的商业应用，此外，公用事业机构购入/维护街灯时，也可以根据他们的意愿来决定是否要求拥有高功率因数(通常>0.95+)。

图6：有源PFC的应用电路示意图。

PFC技术包括无源PFC及有源PFC两种。无源PFC方案的体积较大，需要增加额外的元件来更好地改变电流波形，能够达到约0.8或更高的功率因数。其中，在小于5 W至40 W的较低功率应用中，几乎是标准选择的反激式拓扑结构只需要采用无源元件及稍作电路改动，即可实现高于0.7的功率因数。有源PFC(见图6)通常是作为一个专门的电源转换段增加到电路中来改变输入电流波形。有源PFC通常提供升压，交流100至277 Vac的宽输入范围下，PFC输出电压范围达直流450至480 Vdc。如果恰当地设计PFC段，可以提供91%到95%的高能效。但增加了有源PFC，仍然需要专门的DC-DC转换来提供电流稳流。

四、能效问题
LED照明应用的能效需要结合功率输出来考虑。美国“能源之星”固态照明规范规定了照明器具级的能效，但并不涉及单独LED驱动器的能效要求。如前所述，采用AC-DC电源的LED应用可以采用两段式分布拓扑结构，故可能采用外部AC-DC适配器供电。而“能源之星”的确包含有关单输出外部电源的规范，其2.0版外部电源规范于2008年11月开始生效，要求标准工作模式下最低能效达87%，而低压工作模式下最低能效达86%；在此规范中，功率大于100 W时才要求PFC。   

图7：美国能源部2008年秋季提出的LED照明灯具能效研发目标。

而在采用AC-DC电源的LED应用中，要提供更高的AC-DC转换能效，就涉及到成本、尺寸、性能规范及能效等因素之间的折衷问题。例如，若使用更高质量的元件、更低导通阻抗(RDSon)，就可降低损耗及改善能效；降低开关频率一般会改善能效，但却会增加系统尺寸。诸如谐振这样新的拓扑结构提供更高能效，却也增加设计及元件的复杂度。如果我们将设计限定在较窄的功率及电压范围，则可以帮助优化能效。

五、驱动器标准
LED驱动器本身也在不断演进，着重于进一步提高能效、增加功能及功率密度。美国“能源之星”的固态照明规范提出的是照明器具级的能效限制，涉及包括功率因数在内的特定产品要求。而欧盟的IEC 61347-2-13 (5/2006)标准针对采用直流或交流供电的LED模块的要求包括：
 最大安全特低电压(SELV)工作输出电压≤25 Vrms (35.3 Vdc)
 不同故障条件下“恰当”/安全的工作
 故障时不冒烟或易燃

此外，ANSI C82.xxx LED驱动器规范仍在制定之中。而在安全性方面，需要遵从UL、CSA等标准，如UL1310 (Class 2)、UL 60950、UL1012。

总结：
本文分享了安森美半导体产品应用专家Bernie Weir先生的一些重要的LED照明设计基础知识，如驱动器的通用要求、驱动器电源的拓扑结构、功率因数校正、电源转换能效及驱动器需要遵从的标准等问题，帮助工程师更好地从事LED照明设计。安森美半导体身为全球领先的高性能、高能效硅解决方案供应商，针对不同LED照明应用，不论其采用何种电源供电，均提供应用所需的高性能电源转换、功率因数校正及驱动解决方案，辅以高质量的服务及支援，帮助客户在市场竞争中占据先机。