在上海，经常看到中老男人在街头随意小便，从来不避嫌，甚至和女士一边说话，一边背着撒尿，真是不成体统，连农村的老汉都不如，他们小便还知道躲个偏僻的地方，何况上海厕所分布不算稀少，不远便能找到，都说城市人文明，真正见过了才知道，不过如此，都是自己标榜文明罢了！

我相信上海的朋友应该都碰到过！是否你们有同感？附图一张，以此作证！

毛新宇是将军，张召忠是将军，宋祖英也是将军，我明白为何中国不敢在南海动武了，为什么外国人都说解放军是纸老虎了

“冬炒煤炭”最靠谱

　　“冬炒煤来夏炒电，五一十一旅游见，逢年过节有烟酒，两会环保新能源；航空造纸人民币，通胀保值就买地，战争黄金和军工，加息银行最受益；地震灾害炒水泥，工程机械亦可取，市场商品热追捧，上下游厂寻踪迹；年报季报细分析，其中自有颜如玉& hellip; ”

开关电源发展到今天，从以前的线性电源、相控电源发展到现在的开关电源，它伴随着频率的提高，效率的增加，功率密度的提高，特别是开关电源逐渐要求小型化的今天，对开关电源的热分析的要求越来越高。
　　
　　有统计资料表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10%元器件温升为50C时的寿命只有温升为25C时的1/6。而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的重要因素，因此热设计愈加成为开关电源产品设计的关键一环，热设计的效果百接关系到开关电源能否长期正常、稳定工作的重要因素。热设计是开关电源设备结构设计中不可忽略的一个环节，直接决定产品的成功与否，良好的热设计是保证设备运行稳定可靠的基础。
　　
　　热设计一般都随着开关电源的初步设计开始，而一个好的热设计^[2]，首先就得对它的主要发热元件的功耗有一个比较准确的预估，这样就对开关电源内部元件的布局和冷却方式的选择有很好的指导意义。
　　
　　1 开关电源的结构  
　　
　　图1是开关电源常用的主电路拓扑。在开关电源中主要发热器件是开关管、整流二极管、变压器及电感等。

　　2 开关管的功耗
　　
　　开关管的工作过程[1]分为四个阶段，即开通阶段、关断阶段、导通阶段、截止阶段。图2是开关管工作过程时的电压电流波形。设各个阶段的时间依次为t _r，t _f，t _on，t _off，在图中采取了分段折线处理，实际的电压电流波形比这复杂。计算开关管的功耗可以将这四个阶段功耗加起来即为开关管在一个周期的功耗总和。在开关管截止期间，集电极电压u _CE=U _C≈U _i，(U _i为一次整流滤波后的直流电压)，集电极电流i _C=I _CO(I _CO为集电极漏电流)。开关管导通后，集电极电流从I _C1增大到I _C2，集电极电压u _CB=U _CBS（U _CBS为饱和压降）。

　　在开关管由截止转为导通的电压上升期间，或是由导通转为截止的电压下降期间，开关管的电流并不是立即下降至I _CO或上升至I _C2，而是以某一斜率逐渐下降或上升，这样就会产生开关管的开通损耗与关断损耗，由图2的近似波形可知在开关管电压上升过程中电压和电流分别为：
　　
　　i _Cr= I _c0+(I _C1-I _C0) t / t _r 　　
　　U_CEr=U _C-(U _C-U _CES) t / t _r
　　
　　下降期间其电压和电流分别为：
　　
　　i _CF=I _C2-(I _C2-I _C0) t / t _f 　
　　u _CEF=U _CES+(U _C-U_CES) t / t _f
　　
　　开关管在开通阶段的损耗为
　　
　　　
　　开关管在关断阶段的损耗为
　　
　　　
　　实际上，目前大功率开关管生产工艺已较成熟，即使在晶体管表面温度达到100℃时[见参献文献 ^[3] ，UCES约为1～3V，I_C0约0.5～1mA，而U _C≈U _i，一般U _i为220V交流电直接整流滤波后的直流电压，其值为300V左右，而I _C约为数百毫安至数安培，考虑到 　
　　U _C﹥﹥U _CES,I _C1﹥﹥I _CO,I _C2﹥﹥I _C0 　
　　从而有 
　　W _r≈I _C1U_C t _r，W _f≈I _C2U _Ct _f 　　
　　开关管在导通阶段的损耗为 
　　　　
　　开关管在截止阶段的损耗为
　　
　　W_off=I_C0U_Ct_off
　　
　　一周期内开关管的平均损耗为
　　
　　　　
　　当脉冲变压器电感量L最够大时，开关管导通期间集电极电流变化不大，IC1≈IC2=IC，可得 　　
　　P _C=1/T [I _C0U _Ct _off+I _CU _CESton+I _C U _C(t _r+t _f)]

　3 整流二极管的功耗
　　
　整流二极管的功率损耗主要分为正向导通功率损耗和反向截止时的功率损耗，图3为二极管工作时的电压和电流波形图。

正向导通损耗功率为 　
　　WP=IDUDtD
　　其中正向导通电流ID较大，但正向导通压降UD约为0.6～0.7V，tD为正向导通时间。
　　
　　当二次整流二极管上的电压由正变负时，由于二极管内少数载流子的存储效应，二极管中的电流不会立即变为零，而是存在一个反向截止时间tR(见图3)，可近似得到此时二极管的功率损耗为
　　
　　
　　
　　
　　4 变压器及电感的功耗
　　
　　众所周知，变压器与电感结构基本相同，这里主要讨论电感损耗。电感损耗包括两方面：其一是与磁芯相关的损耗，即铁损；其二是与电感绕组相关的损耗，即铜损。等效模型如图4所示。

　　磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗，其值可通过计算B，然后根据电感数据手册，确定出磁芯损耗。获得B的方法有两种途径：一是根据电感数据手册的计算公式，B=K×L×i(t)×IDC，其中K为常量。二是△B为绕组上电压与时间的乘积与电感匝数和有效截面积之比，即 　
　　△B(t)= UL×ton/A
　　开关电源中的高频交流电，会产生电流的趋肤效应，绕组的实际电阻会随频率的提高而增大，大于RDC，即有一个交流电阻。因此，在计算铜损时就包括两个方面的损耗，直流电阻产生的损耗和交流电阻产生的损耗。直流电阻RDC，电感的数据手册已给出，交流电阻可通过求基波渗透深度和绕组线径求得。设绕组的线径为扎基波渗透深度为r，则 　　
　　RAC/RDC=πd2/ πd2-π(d-r)2　　
　　电感的铜损为 　　
　　Pcu=PRDC+PRC=I2DC×RDC+I2ACRMS×RAC 　
　　IDC已知，，，I为电感的纹波电流，IACRMS为交流电流的均方根值，PRAC为交流电阻的消耗功率，PRDC为直流电阻上消耗功率，Uin为变压器输入端的电压。

　　
　　5 结论
　　
　　本文通过对开关电源主要元器件的功耗进行了分析并提出了相应的计算方法，这对在开关电源的热设计中具有非常重要的指导意义，它可以对元件的布局和冷却方式的选择等工作提供很好的依据，有助于节约开发时间和提高设计的成功率。

近日，一条微博在互联网上疯狂流传：中国，工资5000元，吃次肯德基30元，下馆子最少100元，买条Levis牛仔裤 400元，买辆车最少30000元夏利；美国，工资5000美元，吃次肯德基4美元，下馆子40美元，买条Levis 20美元，买辆车最多30000美元宝马。

　　孙笛毫不犹豫地转发了这条微博。

　　一周前，她刚刚结束美国宾夕法尼亚大学一个学期的研究生课程，特意穿着崭新的行头回国9.9美元的Crocs鞋，39.9美元的Levis牛仔裤，30美元的Tommy Hilfiger牌T恤衫。孙笛发现，这些东西在国内的价格分别是499元、799元和799元。

　　“真不知道是美国太便宜还是中国太贵了！”孙笛向记者感叹。

　　她清楚地记得，出国前她和朋友在汉拿山餐厅吃了一顿烤肉，点了3个菜，一共120元。回国后还是在同一家店，点同样3个菜，价格却变成了240元，“盘里的肉还少了”。

　　这个，这个和这个，我不要，其他的都包起来

　　著名财经评论员时寒冰与孙笛有同感。他最近还养成了一个新习惯托人从海外买东西。最新的成果是一台折合人民币24000元的尼康单反相机，在国内，这台相机的价格是4万元。

　　事实上，尽管经常在各大电视台评点财经大事，但在去年的美国之旅以前，他从没想过中国的物价居然比美国还高。

　　动身之前，一个因生意原因多次往返美国的朋友提醒他：“去美国除了钞票什么也不要带，东西很便宜。”

　　对此，时寒冰半信半疑，毕竟，他常常挂在嘴边的一个数据是，“美国的人均收入是中国的34倍”。

　　但很快，时寒冰就受了“第一次刺激”。在洛杉矶一家叫“小台北”的中餐馆里，他们4个人点了份量很足的鱼、虾、蟹，结账的时候却只有49美元，“比上海便宜得多”。

　　时寒冰以为老板算错账，特意又问了一遍，结果朋友笑他说：“这有啥奇怪的，你要是去商场，就更觉得离谱了。”

　　这句话让偏爱实证调研的时寒冰“决定改变行程”，他推掉所有游山玩水的安排，专心观察、对比中美物价。

　　对比的结果让时寒冰大吃一惊：国内一套3万元左右的阿玛尼西装，在这里只要500美元就可以买到；国内标价4.6万元的劳力士手表，在美国不到4000美元；一台国内50万元左右的宝马Z4标价只有21000美元。

　　如果换一种比较方式，差距或许更加显眼：一杯咖啡只要2美元，看一场电影只要10美元，分别占美国人平均月收入的万分之六和千分之三。而在国内，同样的比法得出的数据是百分之一点三和百分之三点五，相当于美国居民负担费用的45倍和12倍左右。

　　在美国的商场里，最人满为患的地方往往是卖箱子的地方。时寒冰说，在新秀丽的柜台前，几乎每个外国服务员都会说几句简单的中文，在国内售价为1500元左右的箱子通常标价70多美元。

　　“我前面的一个大哥一口气买了12个箱子。”回忆至此，时寒冰忍不住笑了。

　　不止于此，因为商场里的化妆品价格“过于便宜”，仅相当于国内同类产品的30%~40%左右，时寒冰还一度被夫人怀疑“是不是买了假货”。

　　更为夸张的情景出现在LV这样的奢侈品店，时寒冰记得朋友给他讲了一个亲眼所见的笑话，因为LV箱包这样的奢侈品在美国可以便宜3成左右，往往遭遇到中国顾客的疯抢，一名中国客人曾指着店里的三款LV包说：“这个，这个和这个，我不要，其他的都包起来。”

　　通过这次为期半个月的走访，时寒冰的调查结果是：除非涉及到人工服务，比如理发，或涉及知识产权，比如图书音像外，美国商品的价格普遍低于国内，即便“MADE IN CHINA”的商品，常常也比国内便宜50%以上。

　　即使去买每平方米两万元的商品房，这个30岁的副教授也要奋斗到60岁才能拥有一套100平方米的房产

　　回国后，时寒冰接连更新了十几篇博文，专门记录美国物价。

　　事实上，在这段对价格格外敏感的年月，越来越多的国人开始关注这一现象。

　　在美国生活的中国记者高娓娓在年初出版的新书中特意记录下这样一组数字：在华人超市，海蟹一打12只任你挑，价格从5.99美元到12.99美元，根据季节质量而变。猪肉、猪排骨0.99美元一磅（0.4536 公斤）。泰国米50磅装的，18美元左右一袋。大白菜，每磅0.50美元。西红柿1美元1磅。葡萄0.99元1磅。6瓶百威啤酒7美元。5个橙子1美元。

　　高娓娓告诉记者，在美国，即使算上房租，一个人的正常工资（月薪两千美金）足够养活一家3口人。

　　有趣的是，在对此现象困惑不已的群体当中，还不乏经济学家。

　　同样是在去年，中国人民大学经济学院副教授聂辉华赴美国哈佛大学攻读博士后。

　　相比于其他留学者，这个从江西农村考入中国人民大学的年轻教师把更多目光投到了房价的对比上。据他观察，在美国的二线城市，200平方米左右的房子价格40万美元左右，这200平方米指的是使用面积，不包括附赠的前后院。

　　“换句话说，美国人所说的房子放在中国其实就是别墅。”聂辉华略显遗憾地说，“而且一个中产阶级奋斗七八年就能拥有一套自己的房子。”

　　事实的确如此，据国际不动产代理商戈登·罗克（Gordon Rock）最新研究显示：美国人买房不需要太长时间，迈阿密需要4年，纽约需要5.7年，洛杉矶需要5.9年。

　　而在北京，面对校园周边每平方米超过4万元的房价，聂辉华按照现在的工资计算了一下，即使去买每平方米两万元的商品房，这个30岁的副教授也要奋斗到60岁才能拥有一套100平方米的房产。

　　“很多中国学生读完博士不想回来不是因为不爱国，”聂辉华说，“他们是怕30岁读成回来后买不起房和车，失去尊严。”

　　聂辉华还记得，在哈佛读书的时候，花70多美元为自己买了一件哥伦比亚牌冲锋衣，在国内，这件衣服要卖1500元。有感于此，他随手写了一篇博文《为什么中国制造在美国更便宜》。

　　结果，一段时间后，有学生提醒他，“聂老师，你写中美物价的文章在天涯论坛上被点击了30多万次，排在第一名。”

　　商品在出厂之前没有区别，真正的区别在于出厂之后

　　聂辉华发现，在繁复的物价比较当中，两组统计数据在有意无意中被忽略了。

　　一组数据是，自1990年到2000年，美国几乎实现“零通胀”，自2000年至2010年，其CPI（消费者物价指数，通常作为观察通货膨胀水平的重要指标）一直在2%上下浮动，换言之，在经济高速发展、个人收入逐年提高的同时，“低通胀”也始终相伴左右，其物价之稳定从一个细节就可见一斑：自美元诞生百余年来，美分作为最基本的货币单位，始终在市场上流通。

　　另一组数据是，近30年来，中国经历了1988年、1994年、2007年和2010年至今的4轮通胀，通胀高峰CPI的涨幅分别为18%、21.9%、8.7%和当前的6.5%，这意味着货币的购买力在不断下降。

　　那么，当今中国物价是否已经比美国还贵？

　　在这一问题上，几位接受采访的专家给出的结论是：相对于购买力和人均收入水平而言，中国物价明显高于美国，在绝对价格上，也在局部商品上出现了中贵美贱的情况。

　　究其原因，一个被广泛提出的观点是：在过去两年多时间里，政府主导的大规模投资导致商业银行贷款急速膨胀，致使国内广义货币供应量已经超过美国20%多，从而导致同样的商品在中国所对应的货币量远远大于在美国所对应的货币量。同时，在常年实行出口拉动经济的增长战略下，中美贸易顺差不断拉大，在现行的货币发行制度下，外汇储备的增加必须要以基础货币增发来对冲，从而再次增加了货币流通量，推动物价上涨。

　　但在这样立足于宏观经济角度分析的声音中，一些疑问也随之产生。

　　银河证券首席经济学家左小蕾3天前刚刚从欧洲、美国参与交流活动归来。她告诉记者，在美国，不仅中国制造的产品远比国内售价便宜，即使是美国制造，也出现了相同的情况，比如她曾在美国加州一个机场商店购买的美制风衣，价格不到北京赛特商场里同款风衣的五分之二。

　　左小蕾连续提出两个问题。

　　同样的成本，同样的产品，如果产自中国国内，即使算上“出口退税”的部分，也不该出现高于国外市场两倍的情况。

　　反之亦然，如果产品来自国外，在WTO框架下，即使是制裁性关税，也绝对不可能出现超过一倍的价差。

　　“这完全不符合基本的国际贸易规律，价格差有点过分了。”左小蕾说。

　　长期观察中美物价关系的时寒冰对此现象的解读是，“商品在出厂之前没有区别，真正的区别在于出厂之后”。

　　他认为，国内商品价格被推高的主要原因之一在于，藏在商品里由消费者买单的额外交易成本。

　　在他看来，最大的交易成本就是税负。

　　据中国社科院财政与贸易经济研究所副所长高培勇所作的统计，自1994年实行分税制改革以来，中国政府的财政收入增速几乎每年都是GDP增速的两倍。而在中国现行的税制格局下，70%以上的税收来自于增值税、消费税和营业税等流转环节。剩下不足30%的税收来自于企业所得税和个人所得税等收入环节。

　　这就意味着，无论是哪国制造，只要流入中国就将背负上这些处于流转环节的间接税。

　　一个引人注目的数据是：依据国际货币基金组织《政府财政统计年鉴(2007)》公布的2006年数据计算，倘若国家征税的总量均为1000元，“排除其他方面要素的影响不论，那么，作为价格构成要素之一、直接嵌入各种商品售价之中的税收数额分别为：中国700元，美国168元，日本186元，欧盟15国300元。”

　　其中，中国商品中所含的税比任何一个发达国家都高：是美国的4.17倍，是日本的3.76倍，是欧盟15国的2.33倍。

　　而且，相比于美国的商品价格往往会标明价外税，中国的商品实行价内税的方式，换言之，消费者只能看得到最终价格，却看不到价格中有多少隐身却逃不掉的间接税。

　　“这样消费者心里也许会好过一点，但是糊涂啊。”复旦大学经济学院教授韦森告诉中国青年报记者，“这样的例子比比皆是。”

　　比如，在目前中国商场里出售的100元女性化妆品中，会有14.53元的增值税，25.64元的消费税以及4.02元的城建税。单这三项，就占整个女性化妆品零售价格的44.19%，如果再加上生产和运输环节的间接税收，保守地说，政府税收对女性化妆品的最终价格至少“贡献”了50%以上。

　　又比如，一块在内地售价为2700元的瑞士进口手表，将包含17%的增值税392元，30%的消费税623元，11%的关税267元。显然，政府税收对国外制造最终价格的贡献也将近6成。

　　“或许政府还没有意识到，自己也成了物价上涨的推手之一。”韦森说，“你顺着这个逻辑推演，就知道这种价格的高企是如何转嫁给消费者的了。”

　　在他看来，一个中国制造的产品，尽管不需要承担远渡重洋的交通成本，却要在国内一路承担重重收费甚至罚款。一个统计数字显示，1千克货物从上海运到纽约只需1.5元，而从上海运到贵州却需要6~8元。

　　旅程还没有结束。商品进入超市、商场后还要面临上架费、月返费、广告费、促销费、年节费以及无孔不入的暗箱操作费用。

　　“总之见者有份，然后转嫁给消费者。”时寒冰告诉记者，“但有钱人对价格不敏感，真正利益受损的还是广大低收入群体。”

　　在韦森看来，物价背后更深层次的问题是国家经济发展路径的选择，“一种路径是选择政府主导投资拉动为主的发展策略，税负的增加无可避免，另一种路径则是通过减税的方式藏富于民，同时走上降低物价刺激内需的发展道路”。

　　“买自己的东西能买得便宜点，这个要求高吗？”韦森反问道。

　　24岁的孙笛并不了解这些国家战略上的分歧，她只是觉得“不敢再在国内买好东西了”。离回美国还有一个多月，闺蜜们便忙不跌地给她拟好了长长的代购单，其中，最抢手的东西是被很多中国人视为奢侈品的Coach包，在美国，它的价位在200~300美元左右。

　　如今，已经有7个闺蜜预订了这款包。

在全球的绿色能源发展趋势下，越来越多的家用电器、照明设备、电动工具、不间断电源系统(UPS)以及其它工业设备开始采用太阳能供电，将太阳能量转换为所需的交流(AC)或直流(DC)电压。

为高效率地产生这些设备所需的电压和电流，电源逆变器需要正确地组合控制器、驱动器和输出功率器件。本文讨论的这款直流到交流逆变器设计，专门针对500W功率、120V和60Hz频率的单相正弦波输出进行了优化。这个设计的200V直流输入可以由与太阳能阵列电池板相连的DC/DC电压转换器产生。

针对这类应用有各种先进的功率器件可以使用，比如MOSFET、双极结晶体管(BJT)和IGBT。然而，为取得最佳的转换效率和性能，为这种太阳能逆变器选择正确的功率晶体管极具挑战性，而且非常耗时。

多年来的研究表明，IGBT可以比其它功率器件提供更多的优势，其中包括更强的电流处理能力、用电压(而不是电流)方便地实现栅极控制，以及在封装内集成超快速恢复二极管实现更快的关断时间。

IGBT是一种少数载流子器件，它的关断时间取决于少数载流子重新组合的速度，因此，随着最近工艺技术和器件结构的改进，它的开关特性已得到显著增强。另外，IGBT具有超高导通性能和较宽的安全工作区(SOA)，工作非常稳定。基于这些基本优势，本文介绍的这个电源逆变器选用IGBT作为功率开关。

由于电源逆变器一般采用全桥拓扑，因此这个太阳能逆变器设计采用了4个高压IGBT(图1)。晶体管Q1和Q2用作高压端IGBT，Q3和Q4用作低压端功率器件。为保持低的总功率损耗低和高的电源转换效率，这个DC/DC逆变器解决方案利用低压端和高压端IGBT产生频率为60Hz的单相交流纯正弦波形。本文作者编写的另外一篇文章还介绍了如何为这种太阳能逆变器应用正确选用高压IGBT。

开关型IGBT

实质上，为保持谐波分量低和功率损耗最小，逆变器的高压端IGBT采用脉宽调制(PWM)，低压端IGBT则以60Hz频率变换电流方向。通过让高压端IGBT使用20kHz或20kHz以上的PWM频率和50/60Hz调制方案，输出电感L1和L2在实例中可以做得很小，并且照样能对谐波分量进行高效滤波。此外，来自逆变器的可闻噪声也很小，因为开关频率高于人耳听觉频率。

比较各种开关技术和IGBT的发现，获得最低功率损耗和最高逆变器性能的最佳组合是高压端晶体管使用超快速沟道型IGBT，低压端晶体管使用标准速度的平面工艺IGBT(图2)。

与快速和标准速度的平面器件相比，开关速度为20kHz的超快速沟道型IGBT可以提供最低的总导通损耗和开关功率损耗。同样，对于低压端开关电路，工作在60Hz的标准速度IGBT可以提供最低的功率损耗。

研究高压(600V)超快速沟道型IGBT的开关特性可以清楚地发现，这些器件工作在20kHz时具有最佳性能。这些器件在这些频率点可以提供最小的开关损耗，包括更低的集电极到发射极饱和电压(VCE(on))和总开关能量(ETS)，从而使总导通损耗和开关功率损耗保持最小。因此，高压端功率器件通常选用超快速沟道型IGBT，如IRGB4062DPBF。

事实上，为进一步降低开关功率损耗，IRGB4062DPBF在同一封装内还集成了一个超快速软恢复二极管。高压端晶体管的开关频率选在20kHz的另一个好处是输出电感可以做得很小，使谐波分量的滤除非常容易。此外，这些IGBT不要求短路率，因为当逆变器输出短路时，输出电感L1和L2将限制电流di/dt，从而给控制器留出足够的反应时间。

此外，有短路率要求的IGBT可以比相同尺寸的无短路率IGBT提供更高的VCE(on)和更高的ETS。这样，有短路率要求的IGBT的功率损耗会更大，从而降低电源逆变器的效率。

除了能在相同封装内提供更低导通和开关损耗、更大的电流密度外，超快速沟道型IGBT可以提供正方形反向偏置工作区和175°的最大结点温度，并能承受4倍的额定电流。

与高压端器件不同，导通损耗是低压端IGBT的主要因素。因为低压端晶体管的工作频率只有60Hz，所以这些器件的开关损耗不是很明显。标准速度的平面IGBT是专门针对低频率和低导通损耗优化了的器件。因此当低压端器件开关频率为60Hz时，这些低压端器件可以使用标准速度的平面IGBT实现最低功率损耗。

由于这些器件的开关损耗不大，所以不会影响标准速度平面IGBT的总功率损耗。因此，标准速度IGBT IRG4BC20SD是低压端功率器件的正确选择。

封装内集成了超快速、软恢复、反平行二极管的第四代IGBT，针对最小饱和电压与低工作频率(<1kHz)作了优化，典型的VCE(on)在电流为10A时是1.4V。跨接低压端IGBT的同封装二极管具有特别低的前向电压降和反向泄漏电流，可以使续流(freewheeling)和反向恢复期间的损耗达到最小。

这个设计中的开关技术具有如下优势：通过允许高压端和低压端IGBT独立优化实现很高的效率；高压端、同封装的软恢复二极管没有续流时间，从而消除了不必要的开关损耗；低压端IGBT的开关频率只有60Hz，因此导通损耗是这些IGBT的主要因素；没有交叉导通，因为任何时间点的开关都发生在对角的两个器件上(Q1和Q4或Q2和Q3)；不存在总线直通的可能性，因为桥的同一边上的IGBT永远不可能以互补方式开关；跨接低压端IGBT的同封装、超快速、软恢复二极管经过优化可以使续流和反向恢复期间的损耗达到最小。

功能和性能

在系统级电源逆变器电路中，H桥的每条边都使用高电压、高速栅极驱动器IC进行驱动，并且这些IC具有独立的低压端和高压端参考输出通道(图3)。驱动器IRS2106SPBF的浮动通道允许对高压端功率晶体管进行自举电源操作。

因此，高压端驱动不再需要单独的电源，这不仅提高了逆变器的效率，而且减少了整个系统的器件数量。当电流在低压端IGBT同一封装上的二极管流过时，这些驱动器的自举电容将在每个开关周期得到刷新。

因为高压端的Q1和Q2同封装二极管不会有续流经过，低压端的Q3和Q4二极管上主要是导通损耗，开关损耗非常小，所以总的系统损耗得到了最小化，系统效率得到了最大化。交叉导通可能性也被排除了，因为任何时间点的开关只在对角的两个器件上发生(Q1和Q4或Q2和Q3)。

此外，每个输出驱动器IC都有一个大脉冲电流缓存级电路，它们设计用于减小驱动器的交叉导通可能性。系统工作在单直流总线电源下，无需负直流总线。对于整个系统来说，所有这些因素导致了更高的效率和更少的器件数量。

在这个逆变器设计中，+20V电源第一次被用来给微处理器和控制电路供电。对于要实现的源代码而言，在这个逆变器方案中使用的8位PIC18F1320微控制器将给IGBT驱动器提供信号，再由这些IGBT驱动器最终生成驱动信号来驱动IGBT。

说到驱动器，这里需要介绍一下。这个设计中使用的低压端和高压端IGBT驱动器是采用专利的先进高压IC工艺(G5 HVIC)和免闩锁CMOS技术制造的，最大工作电压可达600V。它们还采用了高压电平变换和终接技术，可以从来自微控制器的低压输入产生合适的栅极驱动信号。这些驱动器的逻辑输入兼容标准的CMOS或LSTTL输出，最低到3.3V逻辑电平。

超快速二极管D1和D2提供向电容C2和C3充电的路径，并且确保高压端驱动器得到正确供电。在正输出的半个周期内，高压端IGBT Q1被正弦PWM调制，而低压端Q4保持导通状态(图4)。同样，在负输出的半个周期内，高压端Q2被正弦PWM调制，同时低压端Q3保持导通。这种开关技术将在LC滤波器后面的输出电容C4上产生一个60Hz的交流正弦波。

这个逆变器的设计输出功率是500W，实际测量到的交流输出功率是480.1W，功率损耗为14.4W。60Hz的交流输出电压是117.8V，输出电流为4.074A。图5就是这个500W设计输出的60Hz波形。

对这个装置测量得到的效率是97.09%。采用类似的装置，逆变器被调节到200W输出，并且再次测量它的转换效率。此时负载上的交流功率是214W，功率损耗为6.0W。60Hz输出电压为124.6V，输出电流是1.721A。在这个额定功率测量得到的转换效率为97.28%。据观察，在更低输出功率(100W)时也能实现同样高效的性能。

图6给出了输出功率电平从约100W到500W时测得的逆变器功率损耗。在相同输出功率范围、相同直流输入下对逆变器效率的测量表明，它可在很宽的输出功率范围内保持好于97%的高输出效率，即使功率损耗会随着输出功率变大而增加(图7)。

总之，在驱动器和高低压端IGBT的正确组合下，这个太阳能逆变器设计在从约100W到接近500W的输出功率范围内，可以提供同样高的电源转换效率性能。由于效率高，低功率损耗不会带来任何热管理挑战，因此，安装了驱动器和高压IGBT的这个演示板可以在无风扇情况下工作到500W。

1 引言 
    
    近年来，新型功率开关器件IGBT已逐渐被人们所认识。与以前的各种电力电子器件相比，IGBI、具有以下特点：高输入阻抗，可采用通用低成本的驱动线路；高速开关特性；导通状态低损耗。IGBT在综合性能方面占有明显优势，广泛应用于工作频率为几十千赫兹，输出功率为几千瓦到几十千瓦的各类电力变换装置。在设计驱动电路时，主要考虑以下参数：IGBT的额定值、短路电流特性、感性负载的关断特性、最大栅极发射极电压、栅极输入电容、安全工作区特性。

    光电耦合驱动器件的输入、输出都是有源的，其正向脉冲及负向闭锁脉冲的宽度不受限制，可容易地通过检测IGBT通态集电极电压实现过流及短路保护，并向微处理器发出过流报警信号。

    2 IGBT下桥臂驱动器件HCPL-316J

    HCPL-316J的主要特征：16引脚双列直插封装；可驱动150 A／1 200 V的IGBT；宽电源电压范围为15 V～30 V；最大开关时间为0.5μs；死区时间为2μs；兼容CMOS／TTL电平；具有光隔离、故障状态反馈功能；IGBT“软”关断；VCE欠饱和检测及带滞环欠压锁定保护；用户可配置自动复位、自动关闭。最小共模抑制15 kV／μs（VCM=1500 V时）；具有过流关断、欠压封锁功能；当线路过流或VCC欠压时可自动闭锁所有输出，并发出报警信号；当高侧的悬浮偏置电压源欠压时，可通过其内部的欠压自锁电路将3路高侧输出封锁。

    HCPL-316J具有过流检测和欠压闭锁输出（under voltage lock-out）功能。过流时，输出故障信号，IGBT软关断；电源电压范围为15 V～30 V，在VCM=1 500 V下，最小共模抑制（CMR）电压为15kV／μs，用户可设定正／负逻辑输入、自动复位和自动关断。

    图1为HCPL-316J内部结构图。光耦管LED1组成输入控制电路，VIN+和VIN-分别为正／负逻辑输入端。当输入负逻辑信号时，VIN+置为高电平，VIN-接输入信号；反之，当输入正逻辑信号时，则VIN-置为低电平，VIN+接输入信号。输入信号门电路由LED1传送到内部驱动电路并转换为IGBT的门极驱动信号。光耦管LED2等组成故障信号控制电路，该驱动器7引脚悬空，8引脚接地，VCC1和GND1为输入侧电源，VCC2和VEE为输出侧电源，VC为推挽式输出三极管集电极的电源可直接与VCC2相接，或者串联一只电阻RC以限制输出导通电流，VOUT为门极驱动电压输出端。可以在被驱动的功率器件过流或门极驱动电路自身电源发生故障时，对被驱动的IGBT进行快速有效地保护。该系列驱动器只需一个非隔离的+15 V电源；具有高dv／dt容量；保护功能完善；故障记忆，通过FAULT信号告知控制系统；上下互锁，避免同一桥臂两只IGBT同时开通；栅极电阻外部可调，使用不同功率的IGBT时都能工作在较高的开关频率下，并得到高转换效率。
 

    由LED2等组成的故障保护电路，DESAT为过流检测输入端，通过串联电阻和箝位二极管与IGBT集电极相连。正常状态下，不可能检测到过流故障，FAULT为低电平，RS触发器输出端Q保持低电平，确保输入信号通过发光二极管LED1，且故障信号输出FAULT为高电平，复位端RESET对输入通道不起作用。若DESAT检测到过流信号（DESAT端电压超过7 V），则FAULT为高电平。该信号经内部逻辑一方面闭锁驱动器输出及LED1的输入信号，另一方面使LED2导通，RS触发器输出端Q为高电平，故障输出FAULT为低电平，通知外部微机。当IGBT发生过流。驱动器输出电平下降，使IGBT软关断，以避免突然关断时因产生过压而导致IGBT损坏。另外，由于故障输出端FAULT为集电极开路，可实现多个器件的FAULT并联到微机上。

FAULT发生故障后一直保持低电平，直至RESET输入复位为低电平信号。\ h?0R Y——http://www.cn-pe.cn｀e～S.jJ w 

    在利用下臂驱动器驱动比150 A／1 200 V更大的IGBT时，可外接电流缓冲器，以扩大其驱动能力。由图2的工作时序可知，当DESAT端电压超过7 V时，产生过流。IGBT下桥臂的驱动电路图如图3所示。

    图3中电源+5 V、VB+、VB-（VB+与VB-的电压均为25 V）为器件提供工作电压。与16引脚相连的电位符号IGBTBE和IGBT模块下桥臂的发射极相连，与11引脚相连的IGBTBG1～3分别和下桥臂的门极相接，控制IGBT的导通和关断。当14引脚DESAT的电压高于7 V检测到过流信号或VCC欠压时，6引脚FAULT为低电平，器件自动闭锁所有输出，用于保护IGBT模块，同时向微处理器发出一个报警信号。

    3 上桥臂驱动器HCPL-3120

    上桥臂驱动HCPL-3120是由磷砷化镓光耦合器和功率输出电路组成，其主要特征：8引脚双列直插封装；驱动电路的最大输出电流峰值为2.0 A；最小共模抑制比为15 kV／μs；最大低电平为0.5 V，无需栅极负压；最大供电电流为5 mA；电源电压范围为15 V～30 V；最大开关速度为0．5斗s；具有滞环欠压锁定输出（UVLO）功能。HCPL-3120的内部结构框图如图4所示。HCPL-3120输出电路具有宽限工作电压范围，使其易于提供门控器件所需的驱动电压。它适于额定容量为1 200 V／100 A的IGBT。对于更高容量的IGBT，可外接电流缓冲器，以扩展其驱动能力。上桥臂IGBT驱动电路的原理图如图5所示。

图5中。VU+与VU-电压为25 V，输出端（Vo）IGBTTG1和IGBT模块上桥臂中U项的一个门极相连接，IGBTTE1和发射极相连接，从而控制IGBT的导通和关断。 L XF nV｝ ——http://www.cn-pe.cn-Q $To S@︿

    4 实验结果及分析

    图6是测试时从示波器上获取的。从图中看到正向驱动电压为+16.5 V，负向驱动电压为-7.5 V；采用此种方式能够有效、快速地导通和关断IGBT，减少了导通和关断过程中的损耗。

    5 结束语

    该系统设计在充分利用和满足IGBT模块的特点和要求的情况下，着重研究了IGBT的驱动和保护特性，选用了驱动器件HCPL-316J、HCPL-3120对其驱动和保护，满足了IGBT的导通和关断动态要求，使IGBT具有较高的可靠性。

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  最近手头有台成都英特罗克IPD-3005SLU可编程直流电源，下班闲来无事，就编了一个控制程序，软件是基于LABVIEW 8.6开发的，先都调试完成，能很好的控制其功能，通信是使用USB，其内部协议还是串口；下面是其参数：

IPD-3005SLU可编程直流电源

特点：

单通道输出，输出功率160W

高速旋转编码输入

具有恒压和恒流两种输出状态，根据负载情况自动切换

具有过压、过流、过温及短路等多重保护，过压过流参数值可设定，过温保护时具有报警功能  

智能风扇控制，有效降低噪音

4位LED显示精度

极低的电压和电流纹波≤1 mVrms/ 3 mArms

可存储/调用六组电压电流数据(包括自动存储一组关机前状态）

一键锁定功能，有效防止误操作

具有输出控制开关，控制更加灵活

配备标准USB/RS232接口，符合NI-VISA标准

编程指令集符合SCPI

出厂经FLUKE六位半数字万用表校准；

以下是我设计的界面及程序：

以下是源程序，框架是基于状态机结构：

兔子月薪5千，打算用20万建一个窝。

狼不允许，说私自建就是违章建筑，只允许向王八买。

王八是搞房地产的，先用20万贿赂狼取得开发权，再用50万元向狼买这块地，投资10万元把兔子窝盖好，向兔子要价200万元。

兔子拿不出这么多钱于是向狐狸借200万元，连本带利300万，20年还清，兔子全家二十年给狐狸打工。

狼、狐狸、王八都挣了钱，只有兔子亏，连孩子也不敢生了。

兔子越来越少，狼觉得这样下去大家没肉吃，于是调控。

狼显得非常重视兔窝价格太贵的问题，研究部署了遏制兔窝价格过快上涨的政策措施。最后认定兔窝价格卖得太高的原因是因为有的兔子买了兔窝后自己不住而进行倒卖所致。

于是狼规定：兔子买了兔窝5年内卖了的，要向狼交纳营业税。

结果兔窝价格没降下来，狼却发了大财。

狼又对狐狸说：只借钱给首先交了更多钱的兔子，并提高高利贷的利息，多买兔子窝的不借，全交现钱。这样狐狸在兔子的购窝过程中也发了财。

王八借着兔窝价格上涨的行情，以更高的价格向狼买地，并转嫁到兔窝价格上，再加价后卖给兔子。

看到狼辛苦地为自己操劳，兔子很感谢狼，但还是发现兔窝价格越来越贵。

狼说：这事挺复杂，还真不太好办，不过兔子们放心，我们将继续调控，可以向已经有兔窝的兔子征收兔窝税┉

 正弦波逆变器是太阳能光伏并网发电中的重要一环，要真正实现光伏电站的商业化，并网问题是光伏发电推广的关键。由于光伏电池转换效率比较低，太阳能光伏正弦波逆变系统必须拥有极高的转换效率。

基于LABVIEW的PCBA测试平台在需求上分为；硬件需求和软件需求；

硬件需要：1.测试信号需要带有通信接口数字万用比；

                  2.频率生产需要信号发生器；

                  3.测试频率和波形需要数字示波器；

                  4.供电系统直流电源；

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                  6.需要测试负载变化情况的还需要可编程电子负载；

                  7.计算机可以采用通用计算机业可以使用工业计算机；

                  以上只是提到了常见的几种仪器和设备，实际使用并不限于上述几种

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